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适用小功率电机驱动体系的MOSFET逆变模块

本文介绍新型的MOSFET逆变模块,用于驱动风扇和水泵中的小型直流无刷电机。这种功率模块集成了6个MOSFET和相应的高压栅极驱动电路(HVIC)

本文介绍新式的MOSFET逆变模块,用于驱动电扇和水泵中的小型直流无刷电机。这种功率模块集成了6个MOSFET和相应的高压极驱动电路 (HVIC)。经过运用专门规划的MOSFET和HVIC,该模块能供给最小的功耗和最佳的电磁兼容 (EMC) 特性。本文将评论这种逆变模块在$电机驱动运用中所触及的封装规划、MOSFET和HVIC,并侧重评论其间的功率损耗、电磁搅扰和噪声问题。

电气规划

关于小型$电机驱动体系,MOSFET在功耗、本钱和功能方面较其它功率开关管更具优势。MOSFET的正向特征电阻为欧姆级 (见图1(a)) ;其导通损耗与漏极电流的平方成正比,当漏极电流低于1A时,其导通损耗低于额外功率相同的IGBT的导通损耗,这是因为IGBT在通态时存在阈值电压,该电压随逆变输出功率的下降而明显添加。大多数空调运用的电扇电机功率在50W以下;在这个功率级别上,依据MOSFET的逆变器的功率高于IGBT。

至于其反向特性 (参见图1(a)),MOSFET中固有的体二极管可充任IGBT逆变器中的快速康复二极管 (FRD) ;即能够经过电子分散进程完成快速而滑润的康复特性,一起节省了引线框内芯片的占用空间。因为MOSFET比一般FRD尺度大,其反向压降小,并且在栅极为高时,该压降甚至会更小,这是因为MOSFET沟道自身就答应双向电流。MOSFET的另一个优势是其经用强度。它比IGBT的经用强度高;与额外功率相同的其它器材比较,具有更宽的安全运转区 (SOA)。本文所介绍逆变模块中的MOSFET在典型的运转条件 (Vcc=15V, Vdc=”300V”, Tc=”25″℃) 下,都能接受80ms的短路电流 (见图2)。并且,在呈现电涌时,依据MOSFET逆变器的抵挡才能优于额外电压相同的IGBT计划,这已被开关器材的雪崩额外电压值所证明。因此,在 220V下可选用额外电压为500V的MOSFET,而在相同条件下选用IGBT,其额外电压则需求到达600V。可是,传统的$MOSFET开关速度极高。MOSFET一般用于快速开关转换器,如AC/DC或DC/DC电源,这些运用场合要求栅极电荷Qg尽或许少,以下降开关损耗。不过,在电机驱动运用中,这种快速特性没有用途,特别是高的dV/dt值还会引起电磁搅扰。安稳性与最佳功能不易统筹。

一般,添加栅极阻抗会下降MOSFET的开关速度。在如图3(a)所示的半桥电路中,假如高压侧MOSFET的栅极阻抗 (在HVIC中完成) 大,将会存在必定的短路电流;这个电流是上面那个MOSFET导通时的密勒电容Cgd感应发生的,不严峻时一般不会发觉。可是,正如图3(b)所示,这种反常行为会添加逆变开关的损耗 (导通损耗),并终究削弱体系的额外功率和安稳性。在这样的瞬态进程中,要下降开关速度,一起又不失安稳性,上方那个MOSFET的Vgs应小于阈值电压Vth。换句话说,最好经过调理HVIC的关断阻抗来确保体系的安稳性,避免因电压改变而感应短路电流。但这会添加MOSFET的关断dV/dt值。

除了安稳性外,在确认栅极电阻时,还应考虑空载时刻和推迟时刻之类的运转要求。$电压源逆变器的空载时刻会下降输出电压的质量,然后下降电机的转速功能。并且,这个问题会随开关频率的增大而进一步恶化。消费电子运用中的开关频率一般在16kHz以上,这是为了避免可听见音频带 (人耳可听到的频带) 噪声;体系开发人员一般都期望将体系的空载时刻规划为1ms。1ms的理论极限 (操控器可设置的最小值) 可由公式 (1) 核算。

Tdead=max(Toff,LS-Td(on),HS,Toff,HS-Td(on),LS) (1)

这儿,Td(on)为导通时的传送推迟 (从输入信号脉冲的50%起到电流到达安稳所需的时刻) ;Toff为关断时的传送推迟 (从输出信号脉冲的50%起到整流换向结束所需的时刻)。下标HS和LS别离表明高压侧和低压侧MOSFET。要满意空载时刻要求,可延长Td(on),即添加导通栅极电阻。但这种办法不适用于经过检测直流通道电流来丈量三相电流的体系,因为这种体系的一个要害要求是导通推迟要小。当输出脉冲宽度小于$功率器材的导通推迟时,不能用电流检测技能来丈量逆变器的输出电流。增大导通推迟会添加电流检测的不确认性,特别是在调制指数小的低速运转状况下。因此,添加导通推迟虽能缩短空载时刻,但却会削弱电机的低速功能。

上述问题不能经过调理某一时刻的$栅极电阻来处理。为了取得最佳的功能 (最佳空载时刻、最佳推迟时刻),一起又坚持安稳性 (避免dV/dt感应出短路电流),有必要针对电机定制MOSFET。除调理栅极电阻外,还需求优选MOSFET的Qg和Vth。在本文介绍的逆变模块中,MOSFET的Qg比值 (即Qgd/Qgs) 被设置为2.0左右,以避免在最坏的状况下呈现短路电流。依据这个电荷值确认出合适的栅极电阻规模。功率MOSFET的推迟时刻是Vth的对数函数。因此,Vth的改变规模对确认最坏状况的推迟时刻和空载时刻有很大效果。在满意这些要求的一起,输出电压改变 (dV/dt) 应当小,以下降电磁搅扰。图1(a)和(b)所示的开关特性是满意如下条件时测验的成果:dV/dt=2kV/ms,空载时刻=1.0ms,导通推迟时刻=2.5ms (推迟时刻是在最坏的运转状况下,并考虑栅极电阻和其它器材参数的离差后,从输入信号脉冲中心到树立电流安稳所需的时刻)。咱们已经过恰当挑选栅极导通电阻和阈值电压到达了这些条件。

除了这些可预先确认的特性外,用户还可操控模块的开关速度。象其它SPM系列相同,本文介绍的这种模块在高压侧MOSFET上供给敞开源极输入端,答使用户参加自己的阻抗单元来操控高压侧MOSFET的开关速度,然后在开关损耗与$电磁搅扰之间作出最佳平衡。
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运用方面的考虑


图4给出了本模块的一个运用示例。在图4(a)和(b) 的模仿中,假定结区温度Tj坚持为125℃;该温度为本模块的最大作业结区温度。经过这项模仿,肯定当模块外壳温度操控在100℃并选用空间向量调制 (SVPWM) 时,输出功率可大于Pout=100W,并答应Pd=16W的功率损耗。依据这些信息,咱们使用一台130W BLDC电机(正弦反电动势) 和图4(c)所示的电路,对模块的额外功率进行验证明验。试验中选用的散热片有用表面积约为100cm2。选用该散热片后,模块在20kHz SVPWM下可向电机输出150W的功率;热功耗为12W。而此刻模块的外壳温度为86℃,MOSFET结区温度为104℃,环境温度27℃。在相同条件下选用图4(d)所示的非接连PWM时,因为有用开关频率下降,模块的功耗可到达8W,而逆变器功率可到达95%。此刻,模块的外壳温度为62℃,结区温度为82℃(已考虑电机铁芯的损耗),逆变器的损耗为整个体系功耗的27%。MOSFET逆变器的另一个长处是图4(e)所示的自举电压(阴极输出电压)。从图4(e)能够看出,电机的作业频率为10Hz。图中画出了自举电压和逆变器输出电流。当电流为正时,自举电压VBS保持在VCC=15V邻近,但当电流为负时,VBS就下降到挨近10V。这是因为不同电流方向选用不同的充电机制所形成 (参见图5)。当输出电流为正时,电流要么流经高压侧MOSFET,要么流经低压侧体二极管。在这种状况下,当低压侧体二极管导通时,将对自举电容CBS充电 (参见图5(a))。此刻,对CBS的充电电压可由公式(2)表明。

其间,VDbs是跨过阴极输出二极管的电压。假如充电电流小,Vchg只是进步Vf -VDbs;该差值最多为1V,它反映如图1(b)所示的$低压侧体二极管上的压降。但当输出电流为负时,充电电压将由公式(3)表明。

Vchg = VCC + Rds(on)Io – (RBS + REH) Ichg – VDbs ; ; ; ; ; (3)

这儿,Io为输出电流。假如电流是负的,充电电压Vchg将随输出电流大幅下降,这是低压侧MOSFET作为主用开关时MOSFET的正向压降所形成的。这个自举电压是高压侧MOSFET的栅极驱动电源,且仅在电流为正时有意义。当电流为正时,因为MOSFET的Vf小,自举电压改变不大,因此无需大的自举电容。只需用较小的自举电容就可保持所需的自举电压,这个电压仅在电流为正时用来保持HVIC的待机电流。在过调高速电机运转状况下,高压侧MOSFET在输出频率的半个周期内全导通。例如,若选用单脉冲形式 (或6级阶梯波形式) 的PWM进行调制,输出频率为100Hz,则高压侧MOSFET的导通时刻可继续5ms。在此期间,不行能一直对自举电容充电,而自举电容的自举电压随HVIC待机电流的改变可按公式(4)核算。

ΔVBS =Δ tIQBS / CBS ; ; ; (4)

这儿,IQBS为HVIC的待机电流,并疏忽了CBS自身的漏电流。假定最大待机电流为100mA,CBS为1mF,那么,自举电压在5ms内的改变芕BS也只要0.5V。这意味着,选用1mF的陶瓷%&&&&&%就足以保持这种MOSFET逆变器在整个运转进程中所需的自举电压。

除了自举电路问题外,选用HVIC还会引起许多其他问题;特别当VB电平低于地电平常最为明显。在HVIC中,高压侧栅极单元是用p-n结阻隔的,而输入信号要经过额外电压为625V的电平漂移MOSFET传输到高压侧单元。为了下降信号传输期间的功耗,将开关信号转换成置位复位脉冲;该脉冲触发对应电平漂移 MOSFET和高压侧单元中的置位复位(SR)闩锁电路。当VS低于 -5V时,电平漂移MOSFET不能传送触发信号到高压侧逻辑电路。并且,若VB小于0V,VB与逻辑地之间的$寄生二极管将会导通;这会发生过量的电流,然后损坏HVIC。在实践运用中,当负载电流非常大,或有冲击电涌噪声施加在VB或VS端时,VB或许在很短时刻内被拉到0V以下。除了对HVIC自身形成损坏外,还会使HVIC呈现误操作或闩锁现象。当HVIC呈现闩锁时,其行为将不行猜测,并且,即便在康复正常状况后,也或许被电源端之间的过量电流损坏。这类现象与HVIC的规划规矩严密相关,在规划阶段就应扫除这种危险。当HVIC发生误操作时,误操作导致的非正常关断或许中止正常的操控动作,但不大或许导致整个体系的损坏。但是,假如高压侧SR闩锁电路因电涌噪声而反常敞开,高压侧功率 MOSFET将处于非控导通状况,且不能在输入信号的脉冲负沿到来时复位。这种行为很或许在逆变器的某一管脚上形成短路,然后损坏功率模块。为了避免这种现象,规划模块的HVIC时,咱们针对或许呈现的作业和环境条件,将呈现误操作的或许性降到最低。一起,当过量的电涌或冲击噪声施加在器材上时,电平漂移单元和SR闩锁电路被规划成具有关断优先的特性。

定论

本文评论了面向小功率电机驱动运用的新式高集成、低噪声MOSFET逆变模块。该模块专为100W无刷直流内置电机驱动体系而开发。本文还评论了该模块所选用的封装技能、MOSFET和HV%&&&&&%,以及其运用特色。

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