为了以更低的功耗取得更高的速度和更佳的功能，要求电源电压越来越低，瞬态功能指标越来越高，因此对开关电源提出了越来越高的要求。用原有的电路拓扑及整流方法已不能满意现在的要求，为了习惯IC芯片开展的需求，人们开端研讨新的电路拓扑。因为输出电压很低，所以，同步整流天然成为这种低压大电流电源的必然挑选，考滤到产品的杂乱程度及产品可靠性，同步整流一般挑选自驱动同步整流，能与自驱动同步整流电路较好结合的拓扑大致有三种：有源箝位正激变换器；互补操控半桥变换器；两级结构变换器。与两级结构变换器比较，有源箝位变换器和互补操控半桥变换器所用器材少，更具有吸引力。这两种变换器拓扑简单完成软开关，作业频率可以更高；变压器的磁芯可以双向磁化，磁芯的利用率高。针对一次整流电源输出的-48V(36~72V)电压，输入电压在较大(36~72V)的规模内改变时，互补操控的半桥电路副边所得到的驱动电压改变规模太大，已不能适用来驱动MOSFET管。因此，有源箝位自驱动同步整流正激变换器是低压大电流开关电源必然挑选的电路拓扑。
有源箝位同步整流正激变换器的拓扑剖析
图1 有源箝位同步整流正激式电路图
图2 有源箝位同步整流正激变换器的首要参量波形
有源箝位同步整流正激变换器的电路拓扑如图1所示，DC-DC有源箝位ZVS-PWM正激变换器在稳态运转时，一个开关周期內的首要参量波形如图2。一个开关周期内大致可分为四个运转形式，即：
形式1(t0
在主开关S1注册前，箝位电容上的电压为Vc1=DVin/(1-D)(极性为下正上负)。这一阶段，箝位开关S2关断，箝位电容电流ic1=0。 S1导通后，S1开关管的漏极电位VD=0，变压器磁芯正向激磁，激磁电流im由第三象限的-Im向榜首象限+Im过渡，iL1=im+Io/N,N为变压器原副边绕组匝数比N1/N2。变压器原边绕组电压VP=VS，能量由输入电源Vin通过变压器传送到负载。
形式2(t1
S1断开，S2仍关断。磁场能量对S1输出电容Cs充电。ip由Io/N降到零，iL1=im+ip,im≈Im;ic10。VD由0上升到 Vin+Vc1， Cs电压到达Vin+Vc1，S1上的电压被箝位在这一水平；变压器原边绕组电压VP从Vin改变到Vin–VD=-Vc1。Vc1=DVin/(1- D)坚持不变。形式3(t2
主开关S1关断，S2注册前，因为VD为正，箝位开关S2随之可以ZVS注册，箝位电路运转。箝位电容电压Vc1=DVin/(1-D)，因为变压器磁场能量对箝位电容储能的交流进程，使该电压有改变，Vc1=Vc1+ΔV，ΔV表明充放电进程中箝位电容电压纹波，主开关电压箝定在Vc1+Vin水平。箝位电容电流-ic1=im=iL1;ip=0,im由榜首象限的+Im向第三象限-Im过渡，也即磁通复位进程。
形式4(t3
S1，S2关断，磁场能量使S1结电容放电， VD由Vin+Vc1下降到零，发明了S1的ZVS条件。箝位电路断开，ic1→0。iL1=im=-Im，ip=0。变压器原边绕组电压Vp则从-Vc1改变到Vin。Vc1=DVin/(1-D)坚持不变。
S1导通时刻为DTs，变压器原边绕组接受电压为Vin；S1关断时刻为(1-D)Ts，变压器原边绕组接受电压为-Vc1。由伏秒平衡联系可得：DTsVin=(1-D)Vc1，即Vc1=DVin/(1-D)。
有源箝位正激变换器变压器磁芯作业在双向对称磁化状况，提高了磁芯的利用率，箝位电容的稳态电压随开关占空比而主动调理，因此占空比可大于0.5;Vo一守时，主开关管ֻ辅佐开关应力随Vin的改变不大；所以，在占空比和开关应力答应的规模内，可以习惯输入电压较大改变规模的状况。不足之处是添加了一个管子，使得电路变得杂乱。
电路参数的规划与核算公式
主电路拓扑如图1 所示，它的箝位电容电压为：Vc1=DVin/(1-D)，箝位电容的耐压要大于此值，容量只需足够大即可确保电路的正常作业，在制造中，选用的箝位电容容量为47μF。操控芯片选用UC3823N完成PWM操控，操控芯片检测开关电流加上斜波信号(由PWM输出信号14脚出产)送至芯片的电流端(7 脚)；电压信号经取样电阻分压和差错放大器补偿产生一输出信号(3脚)，此信号与7脚信号比较后产生输出占空比信号PWM，再由脉冲变压器阻隔和原边驱动器UC1707产生两列互补驱动且死区可调的脉冲驱动变换器的主管S1和箝位管S2。适合的参数规划，尤其是电压补偿器及斜波补偿的挑选将使体系安稳可靠地作业。
经理论剖析及实践，在规划有源箝位同步整流正激变换器时，需求计算各种参数，在实践进程中，总结了一套怎么规划变换器的公式，以下给出这些公式，以便于参阅。别的还要留意，用公式核算出来的值还要留出恰当的裕度，以确保电源的可靠性。
(1)变压器的初级匝数N1
N1=U·D·104/f·△Bm·Ac
其间U为输入电压；D为占空比；f为开关频率；△Bm为磁感应增量；Ac为磁芯的有用面积。
(2)变压器的次级匝数N2
N2=N1·Vo/D
其间Vo为输出电压。
(3)初级电感量Lpri
m的确认
初级电感量Lprim由下式决议
Lprim=uo·ua·N12·Ae/le
式中，uo为真空磁导率；ua是振幅磁导率；N1是初级绕组匝数；Ae是磁芯的有用截面积；e是有用磁路长度。
(4)输出电压
Vo=D·Vin·N1/N2
(5)输出电感L和%&&&&&%C的核算
L=2.5R/f
取IL(peak)=1.1Io
C=△IL/8f△Vo
ESR(max)=△Vo/△IL
其间 △IL=0.2Io
(6)导线的参数
导线的截面积与线径d
Sm=Ii/J
di=1.13Sm1/2
其间Ii为各绕组电流有用值(A)；J为电流密度，它是依据铜损核算出来的，依据工程实践经历，导线的电流密度在天然风冷时挑选2-4(A/mm2),而在强制风冷时挑选3-5(A/mm2)，其值是适合的。
核算所需导线直径时，应考虑趋肤效应的影响。当导线直径大于2倍趋肤深度时，应尽或许选用多股导线并绕。当用n股导线并绕时，每股导线的直经din按下列公式核算：
din=di/n1/2
铜线的趋肤深度△有以下经历公式：
△=66.1/f1/2
用上述公式核算△后，与di比较较，在di大于2△时，应选用多股导线并绕，n的巨细以din不大于2△为好。同步整流技能存在的问题及解决计划
同步整流技能的根底是运用MOSFET代替二极管整流器，但MOSFET如用为开关具用双导游通的特性。这一特性使得含有同步整流技能的变换器，在运用中产生了下述问题。
1 运用同步整流的变换器并联运转的问题
同步整流技能一般运用在低压大电流状况下，因此往往将多个具有同步整流技能的变换器并联运用，当并联的两个变换器输出电压不同，且差值到达必定值时，输出电压低的变换器的输出电流将反向，输出电压高的变换器就既给负载供给电流又为输出电压低的变换器供给电流，然后加大输出电压高的变换器负荷，成果没有到达并联增大负载电流的意图。别的还有自振动问题，这将导致MOSFET的电压应力添加，给变换器输出带来谐波搅扰。对这个问题，咱们给电源规划了电压调整端，输出电压在必定规模内接连可调，如用户需求并联运转，只需将电压精准地调整共同即可。
2 功率问题
在轻载条件下，运用二极管整流器的变换器会进入电流不接连工件形式(DCM)，但关于运用了同步整流技能的变换器，因为MOSFET的双导游通性，使得负载电流持续反向流过输出电感，并构成环路电流，造成了剩余的损耗，约束了变换器在轻载条件下完成高功率。别的，当输入电压改变时，功率也会产生较大的改变。这些都是变换器作业在不同的形式，造成了能流回馈。试验成果
运用以上剖析的电路拓扑及电路参数规划了一台二次电源模块，样机的参数如下：输入电压48V(36-72V)，输出电压/电流为2.1/40A，开关频率为250KHz，变压器磁芯选用EC28铁氧体，主开关管S1及箝位管S2选用IRF640，同步整流管选用IRL3803S，其通态电阻Rds仅为 6mΩ。在输入电压为48V时，满载功率为85%。经小批量出产及电路参数的微调，产品的各方面功能均到达要求，现已开端批量出产。
定论
本文介绍了有源箝位自驱动同步整流正激变换器的作业原理，各电路参数及核算公式，选用这种电路拓扑，能很好的完成低压大电流开关变换器。这种计划完成了高功率ֻ高可靠性，又完成了低压大电流的输出，满意了IT职业开展的需求，所以这种计划具有极大的商场运用价值。
