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高速数字电路设计之串音剖析

由于目前大部分的数字电路中,要求时序控制时间已达到 psec 的范围。因此,在这些系统中,各种组件相互链接的导体不应再只被看作是一根简单的导线,而应将视之为呈现了高频效应的传输线。如果这些传输线没有经

由于现在大部分的数字电路中,要求时序操控时刻已抵达 psec 的规模。因而,在这些体系中,各种组件彼此链接的导体不应再只被看作是一根简略的导线,而应将视之为呈现了高频效应的传输线。假如这些传输线没有通过合理的规划,而依然以低频的视点来看待这些传输线,那么它们将损坏信号的完好性(Signal Integrity;SI),而却无法剖析之。
就以计算机内部中央处理器(CPU)的速度来说,现在P4的中央处理器的速度约抵达3.0 GHZ左右。试想,如此高速的频率,相对所发生的传输线效应必定更为明显,因而在规划时就需愈加的留意。当电路的处理效能抵达高速阶段时(所谓高速是以其信号的上升时刻与导线的长度来做判别),其传输线高频的效应便会呈现出来,开端有了种种电气特性上的问题,例如:导线上的传输推迟、特性阻抗的改动、阻抗不匹配所发生的反射、导线间耦合所发生的串音等等。
根据上述的种种传输线高频效应,会损坏数字信号的完好性,使电路发生误动作,因而在规划电路之前,若能对高速数字电路规划有所了解,便可革除日后Debug的程序,且进步工作效率,相对的也降低了所需的本钱,一举数得。
本文将针对高速数字电路规划(High-Speed Digital System Design)中最常见的串音噪声作一剖析与评论。

串音机制

「串音」常遍及的被考虑其对信号的影响在两导线之间会有哪些噪声的搅扰,便是指一条导线上的能量耦合到其他导线上。它是由导线上通以信号所引起的电磁场交互效果而发生的;包括芯片(Chip)内部、PCB(Printed Circuit Board)板、链接器(Connector)、芯片封装,以及通讯电缆中,都或许呈现。而跟着技能的开展,顾客对产品的要求越来越倾向于小而快,在这种状况下,就有必要愈加留意数字电路体系中的串音现象;因而为了防止和减小这些串音,学习并了解串音的原理和如安在规划中防止这些现象的发生就显得适当重要。
过度的导线耦合,即串音噪声过大时,将形成不良的影响有:
1.改动信号的完好性
2.改动传输线的时序(timing)
3.改动传输线的特性阻抗。
针对以上所提的串音问题,能够使用SPEED2000或是HSPICE进行时域模仿与剖析,调查其在电路板上的电气特性行为。
图1.1为两耦合导线间的等效电路架构,导线1代表搅扰线、导线2代表受扰线。在此已考虑了传输线效应,所以可用离散模型以一个( )LC网络来描绘耦合传输线的结构,实践上等效电路应包括R、L、G、C四个组件,但因而处暂不考虑传输线损耗的景象下,所以只需考虑L、C两组件即可。值得留意的当地是整条传输线应是由不断延伸多对的LC网络所组合而成的,并非只要一段L、C电路( 此办法有一个要素便是每个LC网络的导线推迟时刻须远小于信号的波长或是上升时刻 )。由图可看出两耦合导线间的等效电路中存在着互感(Lm)、自感(Ls)、互容(CM)与自容(Cs)。
 
图1.1 耦合导线间的等效电路架构
互感Lm感应电流从搅扰线到受扰线,感应电流是由于磁场的原因。事实上,假如受扰线很邻近于搅扰线,那么磁场将传递抵达了受扰线(如图2.2所示),受扰在线便会感应出电流噪声。互感Lm注入一个噪声电压 到受扰线,噪声电压 的巨细取决于搅扰线电流 对时刻的改动率。其计算式为:
————————-(1)
的巨细和 的改动率成正比。Lm则是和导线间回路的间隔成反比;导线间隔越大,Lm越小。
 
图1.2 磁场的散布
互容Cm感应电压从搅扰线到受扰线,感应电压是由于电场的原因。基本上,假如受扰线很邻近于搅扰线,那么电场将传递抵达了受扰线(如图1.3所示),受扰在线便会感应出电压噪声。
 
图1.3 电场的散布
 
互容Cm注入一个噪声电流到受扰线,噪声电流的巨细取决于搅扰线电压对时刻的改动率。其计算式为:
———————-(2)
的巨细和 的改动率成正比。Cm则是和导线间的间隔成反比;导线间隔越大,Cm越小。
此外,在多导体的体系中,则有必要考虑电感和电容系数来全面评价传输线的电气特性。而用以描绘反映寄生耦合效应影响传输线体系功能的典型办法便是,电感矩阵和电容矩阵( 被通称为传输线矩阵 )。
在此举一个实践PCB板上两导体的比如来阐明电容与电感矩阵。参照(图 1.1)。
Capacitance matrix Inductance

matrix
其间
所以可知
若有N个导体,则其矩阵应改写为:

串音噪声剖析

串音是由于接近两导体之间的互容和互感所引起的。因而在接近传输在线引起的感应噪声巨细和他们之间的互感和互容巨细都有联系,而其巨细是由两导体的几许参数与介质系数所决议。串音噪声一般分为两种:近端串音(Near-End Crosstalk)和长途串音(Far-End Crosstalk)。近端串音是指在受扰在线接近搅扰线的驱动端的串音(有时分也将这个串音称为后向串音(Backward Crosstalk)。
将受扰在线接近搅扰线接纳端方向的串音称为长途串音(有时分也称为前向串音(Forward Crosstalk)。如图2.1所示,假如一信号进入导线1,由于互感Lm互容Cm的效果,将在导线2上发生感应噪声电流,而由互容引起的电流经由两导体间的电容分流后别离向受扰线的两个方向活动,长途和近端。而由互感引起的电流从受扰线的长途流向近端,这是由于互感是由磁场所引起发生的以及由于冷次规律的联系,所以会使得电流总是与搅扰线中的电流方向相反。

图2.1 互容互感引起的串音电流示意图
 
当时刻t=TD时( 表明搅扰线的推迟时刻),信号上升缘由导线1传达抵达右边端点,而当时刻 时,最终的近端噪声信号才会传递抵达受扰线的左端,由于它有必要传送整个导线的长度回来。推迟时刻(Time Delay)的计算式:
———————————(3)
X表明导线的长度,L、C表明每单位线长的自感值、自容值。
近端串音其波形开端于时刻t=0,且继续两倍的推迟时刻(2TD )。而振幅的巨细为近端串音系数和输入电压(Vi)的乘积(如图2.2),其近端串音计算公式为:
———————————(4)
 

图2.2 近端串音波形
 
长途串音开端于一倍的推迟时刻之后(t=TD),且继续大约为导线的上升时刻(rise time;tr)。而振幅的巨细为长途串音系数和输入电压的乘积(如图2.3),其长途串音计算公式为:
——————————(5)

图2.3 长途串音波形
 
由式(4)、(5)能够知道,近端串音噪声巨细与电容(感)系数有关,而波宽与导线长度有关;长途串音噪声的巨细与电容(感)系数、输入信号的上升时刻与导线长度有关。
上述的景象都是假定在传输线阻抗匹配之下。假定受扰线的负载与传输线的特性阻抗不匹配,在此一条件之下的近端反射、长途反射有必要加上一个串音电压的批改量(反射系数),其计算式:
—————————– (6)
Z0是指导线的特性阻抗(Characteristic Impedance) 计算式为:
—————————– (7)
L、C表明每单位线长的自感值、自容值。
是受扰线的串音在近端或长途非抱负状况下被调整往后的值, 为受扰线的负载,Z0是传输线的特性阻抗, 是假定在抱负状况(无反射)的近端或长途电压值。
在不同的结构中,近、长途串音值都会有不同的改动,那是由于不同的结构决议了传输线中的耦合系数C、Cm、L、Lm这四个参数。在不同结构中这些耦合系数的改动趋势是一个规划者有必要要知道的,由于这些认知能够于规划时刻时考虑在内,可防止掉一些日后烦杂的Debug程序。以下就针对(图2.4)的串音结构图,在微带线的结构中改动S(Spacing)、H(介质层高度)以及W(线宽)对串音值的影响制作了曲线图以供规划时参阅。
 
图2.4 串音结构图

图2.5 微带线结构中S与串音噪声的联系
 
图2.6 微带线结构中H与串音噪声的联系
 
图2.7 微带线结构中W与串音噪声的联系
上述的评论中,Source端都是输入一个抱负的步阶信号,这是为了便利剖析与评论。当有了这些观念后,便可引证这些观念来评论实践PCB上的数字信号所形成的串音搅扰。由于一个完好的数字信号有上升及下降时刻,因而便不难想象到受扰在线之近长途串音噪声也会发生一正一负的景象,如(图2.8)所示。就(图2.6)的电路将输入信号改为数字信号,振幅不变。 

图2.8 接连数字信号传送时的串音噪声

多导体信号切换形式的效应

当多根传输线彼此之间靠得很近的时分,传输线之间的电场和磁场将相互交互效果的更为杂乱,传输在线的信号切换(switching)状况决议了以何种形式的传输,这种彼此效果的重要性在于会改动传输线有用的特性阻抗和传输速率。特别是当许多十分接近的传输线一起切换,这种现象尤为严峻,它会使总线呈现特性阻抗和推迟时刻发生改动,然后影响总线的传输效能。因而,在体系规划中有必要考虑到这些方面的影响。以下阐明两种改动特性阻抗和传输速度的结构。
奇模(Odd Mode)
当两根耦合的传输线彼此之间的驱动信号振幅巨细相同但相位相差180度的时分,便是一个奇模传输的模型。此状况下,传输线的等效电容增大,可是等效电感变小。为了算出两相邻的传输线在奇模传输形式下,传输线特征阻抗和传输速率的改动状况,咱们能够参阅(图3.1)与(图3.2)。使用KCL与KVL导出其计算式。 

图 3.1奇模等效电感 图 3.2奇模等效电容
 
其计算式为:
—————————(8)
—————————(9)
偶模(Even Mode)
当两根耦合的传输线彼此之间的驱动信号振幅巨细相同且相位也相一起,便是一个偶模传输的模型。此状况下,传输线的等效电容减小,可是等效电感增大。为了算出两相邻的传输线在偶模传输形式下,传输线特征阻抗和传输速率的改动状况,咱们能够参阅(图3.3)与(图3.4)使用KCL与KVL导出其计算式。
 
图3.3 偶模等效电感 图3.4 偶模等效电容
 
其计算式为:
——————————-(10)
——————————-(11)
而奇、偶模在传达时的电场与磁场示意图,如图(3.5)所示。
 

图3.5 奇、偶模电磁场散布图
 
别的有关于阻抗的评论,奇模的特性阻抗 将比单一条导线的特性阻抗 来的小,是由于:
 
而偶模的特性阻抗 将比单一条导线的特性阻抗 来的大,是由于:
 
别的,推迟时刻TD也有所改动:
奇模
偶模
接着在此使用仿真软件( SPEED2000或HSPICE )实践模仿上述之奇、偶结构于微带线与带线中,别离调查TDT端点的波形,并验证上述之成果。其仿真结构示意图与仿真成果别离,如图3.6、3.7与3.8所示。
 
图3.6 奇、偶模仿真电路示意图 

图3.7 微带线结构下,奇、偶模之TDT端点波形
 
图3.8 带线结构下,奇、偶模之TDT端点波形

多导体信号切换形式的效应

当多根传输线彼此之间靠得很近的时分,传输线之间的电场和磁场将相互交互效果的更为杂乱,传输在线的信号切换(switching)状况决议了以何种形式的传输,这种彼此效果的重要性在于会改动传输线有用的特性阻抗和传输速率。特别是当许多十分接近的传输线一起切换,这种现象尤为严峻,它会使总线呈现特性阻抗和推迟时刻发生改动,然后影响总线的传输效能。因而,在体系规划中有必要考虑到这些方面的影响。以下阐明两种改动特性阻抗和传输速度的结构。

奇模(Odd Mode)

当两根耦合的传输线彼此之间的驱动信号振幅巨细相同但相位相差180度的时分,便是一个奇模传输的模型。此状况下,传输线的等效电容增大,可是等效电感变小。为了算出两相邻的传输线在奇模传输形式下,传输线特征阻抗和传输速率的改动状况,咱们能够参阅(图3.1)与(图3.2)。使用KCL与KVL导出其计算式。 

图 3.1奇模等效电感 图 3.2奇模等效电容
 
其计算式为:
—————————(8)
—————————(9)

偶模(Even Mode)

当两根耦合的传输线彼此之间的驱动信号振幅巨细相同且相位也相一起,便是一个偶模传输的模型。此状况下,传输线的等效电容减小,可是等效电感增大。为了算出两相邻的传输线在偶模传输形式下,传输线特征阻抗和传输速率的改动状况,咱们能够参阅(图3.3)与(图3.4)使用KCL与KVL导出其计算式。
 
图3.3 偶模等效电感 图3.4 偶模等效%&&&&&%
 
其计算式为:
——————————-(10)
——————————-(11)
而奇、偶模在传达时的电场与磁场示意图,如图(3.5)所示。
 

图3.5 奇、偶模电磁场散布图
 
别的有关于阻抗的评论,奇模的特性阻抗 将比单一条导线的特性阻抗 来的小,是由于:
 
而偶模的特性阻抗 将比单一条导线的特性阻抗 来的大,是由于:
 
别的,推迟时刻TD也有所改动:
奇模
偶模
接着在此使用仿真软件( SPEED2000或HSP%&&&&&%E )实践模仿上述之奇、偶结构于微带线与带线中,别离调查TDT端点的波形,并验证上述之成果。其仿真结构示意图与仿真成果别离,如图3.6、3.7与3.8所示。
 
图3.6 奇、偶模仿真电路示意图
 

图3.7 微带线结构下,奇、偶模之TDT端点波形


 
图3.8 带线结构下,奇、偶模之TDT端点波形

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