1 前语
电源是悉数电子设备的心脏部分，其质量的好坏直接影响电子设备的牢靠性。现在各种高效便携式电子产品开展趋于小型化，要求供电体系体积更小、分量更轻、功率更高。
POWER INTEGRATION(PI)公司推出的DPA Switch系列高电压DC-DC转化电路，将功率MOSFET、PWM操控器、毛病维护及其他操控电路高效集成在一个单片CMOS芯片上，大大削减了电源的器材数目，下降了本钱，减小了开关电源的体积和分量，简化了规划，缩短了研发出产周期，能够经过对引脚不同的装备完结高功能的规划。它一起还具有迟滞热关断的维护特性，提高了开关电源的功率和牢靠性。此外，一切要害参数(比方限流点、频率、PWM增益)都具有严厉的温度及肯定容差，然后简化了规划并下降了体系本钱。本文以DPA422主控芯片规划了双路输出DC/DC变换器，其悉数元器材约40个。
2 DPA-Switch单片开关电源
图1是DPA-Switch的内部结构框图，主要由高压电流源、5.8 V并联调整器、软发动电路、内部欠压比较器、电流约束调整电路、电流约束比较器、输入线欠压和过压检测电路、振荡器、过温维护电路、前沿消隐、功率MOSFET等模块构成。其引脚功用见下：
(1)漏极DRAIN(D)引脚
这一引脚是高压功率MOSFET的漏极输出点。此引脚经过一个开关的高压电流源给芯片内部供给开机偏置电流。一起该引脚也是漏极电流的限流点检测点。
(2)操控CONTROL(C)引脚
差错放大器及用来操控占空比的反应电流的输入引脚。内部分流稳压电路衔接节点。在正常作业时供给内部偏置电流。一起，它也用来衔接供电去耦及主动重发动/补偿的电容。
(3)线电压检测LINE-SENSE(L)引脚
过压(OV)、欠压(UV)锁存、下降DCMAX的线电压前馈、长途开/关和同步时运用的输入引脚。衔接至源极引脚则禁用此引脚的一切功用。
(4)外部流限设定EXTERNAL CURRENTLIMIT(X)引脚
外部流限调理和长途开/关操控引脚。衔接至源极引脚则禁用此引脚的一切功用。
(5)频率FREQUENCY(F)引脚
挑选开关频率的输入引脚，假如衔接到源极引脚则开关频率为400 kHz,衔接到操控引脚则开关频率为300 kHz.
(6)源极SOURCE(S)引脚
此引脚是输出MOSFET的源极衔接点，用于功率回来端。它也是初级操控电路的公共点及参阅点。
图1 功用结构框图
3 运用DPA422的开关电源规划
3.1 电路原理图
图2所示的电路为运用DPA422的双路输出反激式转化器原理图。关于输入输出要求阻隔的运用，此规划简略、元件数目少，作业频率高，高频开关变压器尺度小，因而该变换器规划巨细为31 mm×32 mm(样机见图3)，完结小型化规划。在22~32 V的直流输入电压范围内，此规划可输出±5 V、2.5 W的功率，在27 V输入时的功率大于75%.电阻R1、R2确认了输入欠压及过压的维护阈值，分别为20 V和56 V.初级侧的稳压箝位二极管VR1能够确保在输入浪涌及过压情况下U1峰值漏极电压低于220 V BVDSS的额定值。初级偏置绕组在发动后给操控引脚供给电流。二极管D2对偏置绕组电压进行整流，而C6用于减低高频开关噪声的影响，防止偏置电压的峰值充电产生。电容C2给U1供给去耦，因而要尽或许挨近操控引脚和源极引脚来放置。C3完结开机时能量的存储及主动重发动的守时。滤波电感L3为输入供给必定的滤波效果。
图2 开关电源的原理图
以+5 V输出作为主路输出，次级+5 V由肖特基二极管D4整流，-5 V由肖特基二极管D3整流，经低ESR的钽电容C7~C10滤波，然后下降开关纹波并使功率最大化。运用一个很小的次级输出电感L1、L2和陶瓷输出电容C13/C14就足以在满载时将峰峰值的高频噪音及纹波按捺到小于30 mV以下。输出电压+5 V由R8和R9构成的电压分压器进行检测，衔接至2.5 V的电压参阅U3.反应补偿由R6、R7、R10、C11、C3和R3完结。电容C15作为软发动完毕电容，防止开机期间输出端呈现过冲。由R5、C5以及R4、C4组成的RC网络为吸收电路。为确保输出电压调整率，输出电压-5 V在输出整流后添加三端稳压管79L05(因尺度要求，这儿运用79L05,为确保功率，可选用其他DC/DC转化电路)。
3.2 高频变压器规划
高频变压器规划是电源规划的要害，可利用PIExpert专用软件完结，也可依据反激式变压器规划办法进行规划。该规划中挑选开关频率为400 kHz,意图是减小变压器体积，使整个电源小型化。
下面是变压器初级绕组规划参数：
最大占空比：Dmax=0.65;
~
初级峰值电流：
传输功率：
初级电感量：
取L1=98 μH，峰值电流为IP=0.36 A。
初次级匝比：
下面是变压器次级绕组规划参数：
次级绕组峰值电流：
次级绕组整流管最高反向峰值电压：
反应绕组整流管最高反向峰值电压：
次级绕组匝数：
反应绕组匝数：
UF1：次级绕组肖特基整流管正向压降;
UF2：反应电路中高速开关整流管正向压降;
UDS(ON)：开关管导通电压。
别的，-5 V在本规划中输出因有79L05，故考虑其最小压差2.5 V，该路输出的绕组电压考虑7.5 V。在空间答应的情况下可选用非阻隔DC/DC电路进行稳压，可恰当添加其功率。
下面是变压器挑选规划参数：
视在功率： PT=P0+P0/η(η取0.98)
面积乘积：
KW：变压器窗口系数，一般取0.3;
J：电流密度，取5 A/mm2;
Kf：波形系数，取4;
则AP=0.005 cm4。
依据AP查磁芯手册，磁芯挑选EPC13(3F3资料)。
原边匝数：
因n=5，取Ns1(+5 V)为6匝，所以Np=Ns1·n=30，Ns2(-5 V)=9，反应绕组匝数：NF=14。
为了防止磁芯饱满，在磁回路中参加一个恰当的气隙，核算如下：
在挑选绕组线径时，考虑趋肤效应和挨近效应，反应绕组选用#31AWG线双线并绕。绕线长度尽或许短，为减小损耗，尽或许减小变压器的漏感，原边绕组和负边绕组选用间绕方法。在变压器的绕制中留意两点：(1)将变压器的原边绕组放在骨架的最内层，可削减原边线圈的均匀每匝长度，然后削减原边绕组的杂散电容。一起，因为原边绕组在变压器的最内层，能够被变压器的其他绕组所屏蔽，然后削减变压器与其他附近元件的噪声耦合。(2)将辅佐供电绕组放在变压器的最外层，可增强该绕组与其他副边绕组的耦合而削弱与原边绕组的耦合。因为增强了与副边绕组的耦合，辅佐供电绕组上的电压能够更精确地跟从输出电压改变。一起因为削弱了与原边绕组的耦合，可削减因为初级漏感尖峰而引起的偏置绕组电压尖峰。这两方面都增强了输出电压调理功能。
3.3 输出LC滤波器的挑选
由输出电感和输出电容所组成的滤波器，在滤波器谐振频率点处的环路呼应上具有两个极点。因为滤波器为损耗适当低的谐振电路，因而在挨近谐振频率点处的增益和相位的改变适当忽然。因而，用于调整环路呼应的极点和零点应避开该频率区域或许对此谐振加以补偿。恰当地挑选输出滤波器的谐振频率点能够下降反应环路规划的复杂性。谐振频率点的方位应答应规划者选用有限数目且数值合理的补偿元件来调整得到所需求的呼应特性。输出电容的ESR具有一个零点，能够对滤波器的一个极点进行补偿。可是，关于低ESR的钽电解电容，一般其零点所对应的频率过高，在所期望的环路带宽内不能够充分地抵消滤波器的影响。在某些能够运用规范低ESR电解电容的情况下，较高的ESR使得ESR零点坐落足够低的频率点上，然后添加了有用的附加相位裕量。 输出滤波电容为足够多的%&&&&&%并联在一起运用最为合理。
4 试验成果
笔者经过对以上规划数据进行优化和微调，研发出契合规划要求的样机(如图3)，常温条件下测验成果见表1.
图3 样机相片
表1 样机测验成果
4 结语
最终对开关电源进行了高低温试验，分别在-45 ℃和85 ℃的条件下查核，试验成果标明该电源能够在-45~85 ℃条件下正常作业，达到了规划要求，标明该电源运转牢靠，输出安稳。
