具固定 50% 占空比的简略推挽式 DC/DC 转换器常常在通讯体系、医疗仪器和分布式电源中用作低噪声变压器驱动器。这种简略的解决方案不提供电压调理，需求一个低压差 (LDO) 后置稳压器，这种组合或许发生严重问题。首要，在固定 50% 占空比条件下，驱动器输入电压有任何大的改变都或许导致 LDO 两头电压差增大，然后形成 LDO 有显着的功率损耗和高温升。其次，低开关频率需求相对粗笨的变压器，有时所占空间为转换器的 30% 至 50%。
LT3999 单片 DC/DC 推挽式驱动器具有两种重要特色，防止了上述问题。这两个特色是：占空比操控和高频作业。
l 占空比操控答应针对很宽 VIN 改变进行补偿 (这是规范固定占空比变压器驱动器做不到的)，在面临很宽的输入规模时，极大地降低了 LDO 损耗。
l 高达 1MHz 的高开关频率答应运用更小的变压器，输出纹波也较低。
LT3999 还具有 36V 输入电压和 1A 输入电流才能，然后成为大功率且灵敏的低噪声推挽式转换器 IC。
本文一步一步地讨论两种规划程序：一种面向具有宽输入规模的推挽式 DC/DC 转换器，另一种面向具有固定输入电压的紧凑型高频变压器驱动器。
面向宽规模输入的推挽式 DC/DC 转换器规划
图 1b 所示的流程图显现了怎样以 8 个简略的过程规划推挽式转换器。依照这些过程、选用 LT3999规划出了图 1a 所示的 10V ~ 15V 输入、±12V 输出、200mA、1MHz 推挽式转换器。
(a)
(b)
图 1：(a) 具有宽输入规模和占空比操控的 LT3999 推挽式 DC/DC 转换器;(b) 8 个简略的推挽式转换器规划过程
过程 1：设定开关频率 (RT)
首要，用 RT 设定开关频率;其电阻值从 LT3999 数据表的表 1 中选定。
RT = 12.1k 设定 fSW = 1MHz。
过程 2：设定输入电压规模 (UVLO、OVLO/DC)
UVLO (欠压闭锁) 和 OVLO/DC (过压闭锁/占空比) 引脚用来设定输入电压规模。能够选用双电阻器或 3 电阻器的办法。关于图 2a 所示的双电阻器办法而言，分别用针对 UVLO 和 OVLO/DC 的等式 1 和等式 2 核算出 RB。就低损耗状况而言，咱们能够假设定 RA = 1MΩ。
针对 UVLO:
(1)
针对 OVLO:
(2)
就图 2b 所示的 3 电阻器办法而言，分别用针对 UVLO 和 OVLO/DC 的等式 3 和等式 4 核算出 RA1 和 RB。RA2 能够选定为 1MΩ 左右。
图 2：选用 (a) 双电阻器办法或 (b) 3 电阻器办法，经过电阻分压器设定精确的 UVLO 和 OVLO/DC
(3)
(4)
就图 1a 选用的双电阻器办法而言：
VIN(MIN) = 10V, RA = 1M, RB = 143k.
VIN(MAX) = 15.5V, RA = 1M, RB = 86.6k.
过程 3：设定最大占空比 (RDC(MAX))
最大占空比 (DCMAX) 由开关周期 (TS = 1/fSW) 和两个电源开关之间的非堆叠时刻 (TD(MIN)) 决议，如等式 5 所示。就双电阻器办法而言，RDC 由等式 6 核算得出。就 3 电阻器办法而言，将 RA = RA1 + RA2 代入等式 6。
(5)
(6)
在图 1(a) 所举比如中，TS = 1µs，TD(MIN) = 70ns (数据表中的典型值)，VIN(MIN) = 10V，RA = 1M，RB = 143k。依据等式 5 和等式 6 的核算成果，得出 DCMAX = 0.43，RDC = 13.3k。
过程 4：挑选变压器 (T1)
等式 7 表明变压器匝数比。
(7)
VSW 是内部开关的开关饱满电压。VF 是整流二极管的正向电压。VLDO1 和 VLDO2 是正和负 LDO 的压差电压。VSW = 0.4V、VF = 0.7V、VLDO1 = VLDO2 = 0.8V 是十分有用的经历规律。假如找不到匝数比与核算值精确相同的商用变压器，就挑选一个匝数比挨近的变压器，并相应地用等式 7 核算 DCMAX。然后，依据新的 DCMAX 值，用等式 6 从头核算 RDC。
在图 1(a) 比如中，VOUT1 = -VOUT2 = 12V，VIN(MIN) = 10V，因而在 DCMAX = 0.43 的状况下，挑选 Wurth 750314781 (N = 2)。
过程 5：规划整流器 (D1、D2、D3 和 D4)
桥式整流器两头的峰值电压由变压器副端电压 (VSEC) 加上振铃电压尖峰组成。VSEC 用等式 8 核算。不过，振铃电压尖峰难以预测，因为这取决于环路电阻、变压器的漏电感和整流器的结电容。作为一般规律，整流器电压额定值 (VREC) 应该至少是变压器匝数比的 1.5 倍再乘以最高输入电压。因为跨桥式整流器连接了两个副端绕组，所以需求乘以系数 2，然后发生整流器电压额定值核算公式：
(8)
整流器的电流额定值 (IREC) 应该大于负载电流。
当 VIN(MAX) = 15.5V、N = 2、VREC ≥ 93V、IREC ≥ 200mA 时：一个 Central CMSH1-200HE (200V、 1A) 能够满意要求。
过程 6：挑选电感器 (L1、L2)
最小电感器值 (LMIN) 由内部开关的峰值电流约束 (ILIM) 设定，如等式 9 所示。
(9)
较大的电感发生较好的安稳性和较低的电压纹波，可是相应需求体积较大的器材。要确认最佳电感器值，需求一起考虑对输出噪声和解决方案体积的要求。
当 VIN(MAX) = 15.5V、DCMIN = 0.28、TS = 1µs、N = 2、ILIM = 1A、IOUT1 = IOUT2 = 200mA、LMIN = 38.3µH 时：一个 Coilcraft XFL3012-393MEC (39.3µH) 能够满意要求，并且不会额定增大尺度。
过程 7：挑选低压差线性稳压器 (U2、U3)
在输入电压到达最大值且无负载时，LDO 电压到达最大值，这时 VSEC 等于 VIN(MAX) · N。LDO 的电流额定值应该大于负载电流。
当 VIN(MAX) = 15.5V、N = 2 时，LDO 的电压额定值应该为 31V 和 -31V，分别用 LT3065 (45V、500mA) 和 LT3090 (-36V、400mA) 就可满意要求。
过程 8：添加一个减振器 (CS 和 RS)
规划 RC 减振器 (图 1 中的 CS 和 RS) 的引荐办法如下：在没有减振器时，在 LT3999 开关关断时丈量其 SWA 和 SWB 引脚的振铃，然后添加电容，开始时用 100pF 左右的电容，直到振铃周期延伸 1.5 至 2 倍停止。
从周期改变可确认寄生电容值 (CPAR)，再依据这个寄生电容值，就可在初始周期确认寄生电感 (LPAR)。类似地，能够用数据表中的开关电容和变压器漏电感的值来估量初始值。
一旦知道了节点漏电容和漏电感的值，就能够给减振器电容添加一个串联电阻器，以涣散功耗，并严格地衰减振铃。使用观察到的周期 (tPERIOD 和 TPERIOD(SNUBBED)) 和减振器电容求得最佳串联电阻的等式如下。拜见 LT3748 数据表以取得更具体的信息。
(10)
(11)
(12)
成果
图 3、4 和 5 的测得成果显现，经过图 1 中推挽式转换器的占空比操控，坚持了 LDO 两头的 VIN − VOUT 之差很低，然后最大极限降低了功耗、按捺了温度上升。图 3 显现，在每 LDO 200mA 电流时，在整个 10V ~ 15V 输入电压规模内，VDIFF 坚持低于 2.5V。图 4 显现，在整个负载电流规模内，功耗一向坚持很低。图 5 和图 6 显现了热量成果。
图 3：LDO (U2) 的 VIN – VOUT 电压差和功耗随输入电压的改变
图 4：LDO (U2) 的 VIN – VOUT 电压差和功耗随负载的改变
图 5：图 1 规划在作业中的热像，VIN = 10V
图 6：热像，VIN = 15V
为进行比较，图 7 显现了该规划在制止占空比操控和发动占空比操控时的功率曲线。当输入电压上升时，功率明显下降。图 8 显现了制止占空比操控和发动占空比操控时正 LDO 两头的电压差。图 9 和图 10 显现了热量成果。明显，经过占空比操控降低了电压差并提高了功率和热功用。
图 7：制止占空比操控和发动占空比操控时，该规划的功率比较，IOUT1 = IOUT2 = 200mA
图 8：在满负载时制止占空比操控和发动占空比操控状况下，LDO (U2) 的 VIN – VOUT 之差随 VIN 的改变，IOUT1 = IOUT2 = 200mA
图 9：在图 1 所示电路中，制止占空比操控时该规划的热像，VIN = 10V
图 10：在图 1 所示电路中，制止占空比操控时该规划的热像，VIN = 15V
面向固定输入电压的紧凑型变压器驱动器
通常状况下，根本的未稳压变压器驱动器转换器随负载电流改变有明显改变。为了发生安稳电压，强烈建议在输出端选用一个 LDO。图 6a 显现了变压器驱动器的原理图，该驱动器选用了 LT3999，且器材数量很少。图 6b 显现了规划流程图。
流程图中的 4 个简略过程可用来规划如 1MHz、5V 输入、5V 输出、400mA 输出且器材数量很少的变压器驱动器。
过程 1：设定开关频率 (RT)
LT3999 的开关频率用单个 RT 电阻器设定，该电阻器依据 LT3999 数据表中给出的数据挑选 (频率规模为 50kHz 至 1MHz)。
在上述规划比如中，就高频 fSW = 1MHz 而言，RT = 12.1k。
过程 2：挑选变压器 (T1)
变压器匝数比由下式决议：
(13)
其间 VSW 是内部开关的开关饱满电压，VF 是整流二极管的正向电压。VLDO 是未稳压变压器驱动器输出与后置稳压低噪声输出之间的压差。VLDO 是在最大电流时的压差，因而该值应该最小化。0.8V 压差足能够防止 LDO 发热问题。一个好的经历规律是设定 VSW = 0.4V、VF = 0.7V、VLDO = 0.8V。
变压器的电流额定值应该比输出电流高 20% ~ 50%，以留出必定的空间。
峰值磁化电流 (IM(PEAK)) 和满负载电流之和反射到主端 (N · IOUT) 应该低于内部开关的峰值电流约束 (ILIM)。在此基础上，要求得到最小 LM (LM(MIN))。
(14)
(15)
就 VOUT = VIN = 5V 而言，Coilcraft PA6383-AL (N = 1.5) 十分合适。
过程 3：整流器 (D1、D2)
依据电压和电流挑选整流器二极管。因为中心抽头结构，因而二极管两头的电压高于变压器副端电压两倍以上。整流器的电压额定值应该高于 2N • VIN = 15V，或许高 20%。CMSH1-20M (20V、1A) 可满意这些要求。
过程 4：低压差线性稳压器 (U2，可选)
可选后置稳压 LDO 的最高输入电压 (VLDO_IN(MAX)) 出现在无负载时，这儿等于 VIN · N = 7.5V。LDO 的电流额定值大于负载电流 (在上述规划比如状况下，> 400mA)。
关于 5V、400mA 输出，LT1763 (20V、500mA) 是十分合适的 LDO。
(a)
(b)
图 11：(a) 器材数量很少的固定输入电压变压器驱动器。(b) 该变压器驱动器的规划流程图
定论
LT3999 是一款单片 DC/DC 变压器驱动器，具有占空比操控功用，可在高频和大功率作业。该器材答应宽输入电压规模，LDO 损耗很低，一起因为以高频作业，所以可选用小型无源组件。该器材的特色还包含高达 36V 的输入电压和高达 1A 的输入电流。
