自20世纪60年代以来。集成电路的开展一向遵从1965年Intel公司的创始人之一Gordon E．Moore预言的集成电路工业开展规律：即集成电路的集成度每3年增加4倍．特征尺度每3年缩小2倍。现在集成电路特征尺度的减小导致电源电压的下降，为了习惯集成电路的开展需求，不断开发新的电路结构以习惯在低电源电压下运用已成为仅有捷径。是集成电路规划范畴的开展趋势。
本文提出了一种新的混频器结构——低压低功耗混频器。别离下降了跨导级、本振级与输出负载正常T作时所耗费的直流电压降．然后到达下降电源电压的意图。
1 低压低功耗混频器电路规划
大部分混频器基本上由3部分组成：跨导级、本振级与输出负载级，为了使电路能够正常作业，咱们一般需求供给适宜的电源电压给各级品体管供给静态偏置，一般所需最小电源电压应为各级晶体管正常T：作时的直流电压降之和。因而，下降各级晶体管上的直流电压降就可直接下降电源电压，完结低压低功耗混频器的规划。
1．1跨导级和本振级直流电压降的减小
低压低功耗混频器结构如图1所示。图中跨导管输出电流：
将Vx代入（2）式，得：
可见．无尾电流源跨导级和本振级能完结本振信号和射频信号的线性相乘，完结混频功用。其间M5、M6管完结了本振信号和射频信号的阻隔。但在这儿，却成功的取消了M5、M6地管源极的偏置电流源。下降了跨导级的直流电压降。
图1 改善型无尾电流源型混频器
1．2输出负载级直流电压降的减小
混频器的输出负载一般有以下几种完结方法：LC调谐网络、多晶硅电阻、有源器材。电路在正常作业下，为了减小噪声对混频器后级中频电路的影响，需求混频器具有尽可能高的转化增益．是进步输出电阻是增大转化增益的有效途径。可是。大的输出电阻将会发生较大的直流电压降，如图2所示。这对下端选用开关器材电压作业的本振级，低的作业电压将导致器材的开关功能下降，使得混频器的功能跟着电源电压的下降急剧下降。
图2带负载的无尾电流源混频器
为了防止负载上的直流电压下降约束电路功能，本规划选用了折叠级联输出负载网络，M9、M10作为电流源，开关管输出的电流经折叠M11、M12输出到负载电阻，如图3所示。
图3低压低功耗混频器
假如，合理挑选M11、M12两管的尺度，能够使A、B两点的阻抗十分低，并A、B两点的电压摆幅很小然后让电路中各节点的电压摆幅不会遭到负载电阻的约束。
当不选用折叠输出的情况下．M13-M14两管输出的沟道热噪声决议整个混频器的热噪声功能。如选用折叠结构后，虽然增加了两个额定的噪声源（M15、M16），可是流过它们的电流很小，一般只需求：
其间Vin，inax表明混频器最大输入信号起伏。跟着A、B两点的电压摆幅的减小．电流源M9、M10对混频器热噪声的影响敏捷削弱。因而。虽然增加了两个额定的噪声源，但M15、M16两管引进的噪声与M9、M10管减小的噪声比较能够被疏忽，所以整个混频器的噪声仍得到了改善。公式（4）也意味着M15、M16两管的输出阻抗能够很大，将会有更多的信号电流流向负载电阻。所以，在输出节点对线性度影响相同的情况下．改善后的混频器能够驱动更大的负载电阻，然后终究进步了混频器的转化增益。混频器的负反馈电阻作业在线性区的运用NMOS管M13、M14来完结，咱们能够经过改动偏置电流源Igain时能够得到不同的电压增益，然后完结增益可操控的意图。
2 电路的仿真与剖析
为了验证咱们规划的正确性，咱们运用ADS进行仿真。本论文提出的混频器在TSMC 0．35μm CMOS工艺下仿真，电源电压为1．5V，射频频率为2．4GHz，本振信号频率为2．2GHz，输出中频信号频率为200MHz。
图4仿真成果
图4为混频器功能仿真电路，它们别离为转化增益仿真电路、ldB增益紧缩仿真电路、单边带噪声仿真电路和混频器交调失真仿真电路。仿真成果表明，电路转化增益为-10.5 dB，噪声系数为20.648 dBm，1 dB紧缩点为-5.764dBm，三阶输入交调点为4.807 dBm．到达了规划的意图。
3 定论
本文首要立异是根据TSMC 0.35 μm CMOS工艺，运用改动电路的结构原理．别离下降了跨导级、本振级与输出负载正常作业时所耗费的直流电压降，然后到达混频器低压低功耗运用的意图。
责任编辑：gt
