前语
新一代电子线路敏捷发展的重要标志是功用和密度很高的高性能板卡的很多问世。面临这种新趋势，那么电源如何故最为廉价和高效的方法为这些高性能扳卡供电?这便是当今对电源需求的一种新挑战和新机遇。面临如此的实际,咱们选用 “商品化规划” 和“优化规划”的思维来处理电源应具有的高效和廉价,甚至灵敏与系列。即运用新一代MAX5003电源操控芯片来规划新式电信/数据通信服务器电源。该新式电信/数据通信服务器电源在当时可被很多用于电信/数据通信, 它适用于中心办公室、PBX(专用小交换机)、服务器以及任何输入电压需求为±36V至±72V的其它运用场合。其DC-DC电源的典型输出功率可在10W或100W更高，输出电压为5V。本文要介绍的是50W的电信/数据通信/服务器电源的规划计划。
一、 规划思维
对这类模块电源要求,要害有3点：榜首、要求初、次级之间的电气阻隔;第二、在很宽的输入电压范围内坚持高功率;第三、应有满足的可靠性。据此，亦称该电源为可用于电信/数据通信的阻隔式开关电源。
1.以MAX5003芯片作为电源操控器规划本电源,其总电原理图(±48输入，5V/10A输出)如图1所示,电源的技术目标见表1所示。
2. 源电路的拓扑计划
(1) 选用单管正激变换器的拓扑计划。
该计划既简略又廉价并且在整个作业范围内具有比较高的功率和功率密度。(见图1) 其阻隔元件是一个朴实的脉冲变压器T,并在这种拓扑的基础上需添加一个磁芯复位绕组T1-3、4 (与初级绕组T1-1、2的匝数相同并严密耦合)见图1。 该T1-3、4复位绕组与二极管D5组成复位电路,其作用是当每个脉动作业磁通之后，能每个周期的去掉变压器磁芯剩磁通，避免因剩磁通累加导致变压器磁芯饱满将功率开关器材Q1被损坏。
(2) 为此,有必要对正激变换器拓扑结构(图2所示)作一简述：
(a)中,脉冲隔变压器T1初级绕组与次级绕组绕组的极性为同名端，因而向次级电路的能量(功率)传送发生在功率开关Q1导通的时间内，即功率开关Q1导通时,DO1为正向偏置(DO2为反向正向偏)把变压器T1初级能量的贮存到了电感L中. 而当Q1截止时,则DO1为反向偏置而续流二极管DO2为正向偏置, 并承载了悉数电感电流.就这样在输出回路中贮存电感L中的能量经过电感L连续的传递给了负载。此刻衔接于复位绕组的 DC1因其导通(当其复位绕组感应电压超越电源电压Vin时)使贮存于变压器磁芯的能量返回到输入电源并循环运用。在图2(b)中所示,其功率开关Q1的漏极电流Id接近于矩形，具有一个小的基座。Isec为次级电流。
3. 变压器T1初次级之间的阻隔电压可达1500v。
4. 自馈电路供电
当电源发动之后，操控电路芯片MAX5003由变压器T1初级T1-5、6绕组侧所组成的自馈电路供电使功率有所提高。本开关电源的开关频率可达250KHz。为此，储能元件电感L1和变压器T1尺度可大大缩小。
二、脉宽调制PWM操控电路
选用新一代电源操控器的代表MAX5003芯片为中心及其外围元器材所组成脉宽调制PWM操控电路。
MAX5003操控芯片的简化框见图3所示。之所以它是新一代电源操控器的代表, 因该IC芯片内部集成了规划电信电源所必需的许多功用, 如包含了一个能够加快初速化(软发动)进程的高压发动电路; 特别需求指出是，它具有共同的电压前馈补偿功用,使稳压型电信电源的阻隔与规划得到很大的简化，对此先作阐明。
1.电压前馈补偿功用。电压前馈补偿对开关电源来说是一个重要的规划要素,因它能够敏捷呼应输入电压的化，在单个周期内批改占空比，不需求缓慢的电压操控环的介入, 然后显着改进输入按捺才能。为此大大有助于提安稳的功率增益。
三、关于发动电路的设定
1.MAX5003操控器内含一个高压预调理器,即耗尽型FET三极管预调理器(见图3所示), 它的漏极经过芯片引脚1(V+)连续至输入电压Vin，从V+引脚馈入功率, 使其导通，并耗费较大功率。此刻该预调理器的作用是，使输入电压Vin，下降到能够驱动榜首个低压差调理器 (LDO1 Linear Reguator) 数值内，LDO1输入端由ES引脚引出并经过一小型陶瓷电容C1去耦。
2.Vdd电压约束器
由变压器T1初级偏置绕组T1-5、6的输出经D3管整流后送至由R14、三极管Q2和稳压管Z1(稳压值为14V∽15.5V)构成的电压调理电路, 其作用可将直接供应芯片的Vdd电压约束在一个安全范围内。
3.偏置绕组T1-5、6作业在反激变换器形式
这和作业在正激形式的功率级正好相反，这能够节本钱省掉一个滤波电感。而反激形式绕组所供给的能量来源于在功率开关Q1导通期间贮存于变压器T1初级电感中的能量。
4. 发动进程分二步:
* 当开端发动时，由榜首个调理器LDO1 发生Vdd电源并接到外部引脚16上，并迫使Vdd端电压高出10.75v, 使榜首个LDO1将被制止，关断了高耗尽型FET预调理器, 然后下降了芯片的功率耗费，这点关于了输入电压Vin比较高时尤为重要。
* 由衔接在Vdd LDO1之后的第二个线性调理器(LDO2 Linear Reguator) 的输出用来发生一个Vcc电压，该Vcc电压是用来给芯片内部逻辑电路、模仿电路和外部功率MOSFET三极管的驱动器供电。需求着重的是，此该Vcc调理器具有一条确定线，能够在发生Vcc 未安稳时将N沟道功率MOSFET驱动器的输出到地短路。
四、脉冲阻隔变压器T参数的设定
变压器T参数的设定见表2所示，其变压器电原理见图1所示，各绕组的相位关系由端点的黑标表明。
因该降压高频脉冲变压器是一个阻隔元件，故规划参数时应考虑以下几个目标：
1.引发作业损耗的初、次级的直流电阻和沟通电阻，其沟通损耗部分是因为高频趋肤与附近效应及涡流所引起，为此线圈结构的挑选关于这种损耗有严重影响。本规划中选用磁芯结构的标准为EFD20型其资料为高频铁氧体。
2.漏感。这是十分要害的杂散参数，它的巨细直接影响向次级传送功率的作用，因而有必要下降该参数，而低漏感也可下降初级损耗。本规划中，部分漏感能量被开关管Q1耗散掉。
3.励磁电感 这是从初级端T1-1、2看进去而一起其它一切绕组端子均开路时电感。
五、输出与反应电路
1.在变压器次级二端选用RC网络(R13/C12)并联, 以此下降次级输出的振动。
2.选用低正向压降的双肖特基二极管D4作为整流管，SBL2040CT型二极管额定电流为20A，反向击穿电压为40v。应加散热器进行冷却，因流过D4管整流的总平均电流为10A，其功率耗散为5.5W。图4为次级侧的输出波形，波形上的负向尖峰电压，将被二极管D4所吸收。
需求留意的是：为下降EMI并改进功率传送的功率,从变压器T1次级到肖特基二极管D4间的间隔要尽或许短。
3.L1电感量为4.7μh,它是一个低串联电阻、低损耗、大电流电感,能传送10A电流。输出电容可用旦电解电容或铝解电容C7 C13 C14，为进一步下降的开关噪声，还并联0.1uf陶瓷电容C15，本电路中经过电容的沟通RMS电流约为0.8A RmS，所以应安全地滑润纹波电流。
4.由U3(TL431AID)高精度稳压器和U2(MOC27)光耦合器等组成反应电路, 以完成对输出电压的安稳操控。
为此,经过接于Vout输出端和TL431基准端之间的分压电阻R11/R12，将U3的输出1脚(TL431的阴极)设定在安稳的5v(行将TL431接成为恒压源),并接于MOC27输入端LED发光二极管的负极，而MOC27输出回路(光敏三极管的C极与e极) 接至芯片MAX5003的CON脚与地。其稳压操控进程是：若Vout电压升高时，则流过MOC27中LED的电流将添加(即TL431的阴极电流添加), 则光敏三极管的电流Ice添加而Uc电位下降，然后使MAX5003占空比降下来，又使Vout输出电压下降,完成了Vout输出电压的安稳。反之，当Vout电压下降时，作业进程相反，也将Vout输出电安稳。
