单相两级式光伏并网逆变器与单级式比较，尽管结构杂乱，但前、后级可分隔操控，操控办法较简略。并且前级DC/DC变换器选用不同的拓扑结构可满意不同的太阳能电池输入电压，使用起来比较灵敏。接下来本文会从内部操控到各部分规划，以及终究的仿真调试来为我们具体介绍一种简易的单相两级式光伏并网逆变器操控规划。
单相两级式光伏并网逆变器与单级式比较，尽管结构杂乱，但前、后级可分隔操控，操控办法较简略。并且前级DC/DC变换器选用不同的拓扑结构可满意不同的太阳能电池输入电压，使用起来比较灵敏。关于单相两级式光伏逆变器，除了要完成MPPT和并网逆变外，还有必要将衔接前后级的母线电容电压操控在必定范围内。电压太低满意不了并网逆变要求，电压高则母线电容耐压也高，体积大。若操控不妥，母线电容将一向升高到高出电容耐压，导致“母线电容溃散”。
1、 双PI环操控
单相两级式光伏并网逆变器一般前级选用MPPT操控，后级选用电流内环、母线电压外环的双环PI环操控，其典型操控简图如图1所示。其间电流内环操控框图如图2所示。
图1 典型的操控简图
图2 电流内环操控图
并网电流ig与参阅电流igref的差错经调理后与高频三角载波交截，得到驱动信号驱动逆变桥，完成电流盯梢。GiPI(s)为PI环节传递函数;KPWM/(0.5sTs+1)为选用PWM操控的逆变桥传递函数，可等效为惯性环节，KPWM为PWM及主电路增益;1/(sTs+1)为采样延时和PWM操控滞后的小惯性环节。
将采样延时环节和PWM设备延时环节兼并，因为开关频率较高，兼并后s2的系数远小于s的系数，能够将该项疏忽，简化为一阶惯性环节：1/(1.5sTs+1)。
等效电压外环操控框图如图3所示，Udc为直流母线电压;GuPI(s)为PI环节的传递函数;1/(Cs)为滤波电容的传递函数;Gi(s)为电流内环的闭环传递函数。
图3 等效电压外环操控框图
依据以上电流环的规划，可得简化等效闭环传递函数为：Gi(s)=1/(1+3sTs);相同将采样延时和电流环传递函数兼并等效为：1/(1+4s Ts)。 2、双PI操控的补偿和改善
单相光伏并网逆变器的输出电压和电流均为工频正弦变量，其输出有功功率表现为2倍工频的正弦变量，这样实践母线电容就有相同频率的纹波电压。因而母线电压操控环节发生的参阅电流幅值就不是一个规范的直流变量，也含有2倍频交变重量，电流基准给定信号就不是规范的正弦波，因而会导致实践并网电流波形THD升高。
另一方面，市电电网电压包括很多的低次和高次谐波，实践用电负荷的骤变还会导致电网电压随机动摇。电流环中没有考虑到电网电压ug对电流波形的影响。
设igref与ig的差错信号为ie，则ie=igref-ig，差分方程为：die/dt=digref/dt-dig/dt。若不考虑开关频率谐波重量的影响，有：
Lfdig/dt=uAB1-ug (1)
式中：Lf为输出滤波电感；uAB1为桥臂输出侧基波重量。
设ie挨近零，可得die/dt=digref/dt-(uAB1-ug)/Lf=0。依据逆变器调制原理可得：
uAB1=Udcum/Utri (2)
式中：um为逆变器正弦调制信号;Utri为三角载波幅值。
收拾可得：
um=Lf(Utri/Uref)d[(Uref/Udc)igref]/dt+(Utri/Udc)ug (3)
(Uref/Udc)igref阐明母线电压的纹波影响并网电流，(Utri/Udc)ug阐明电网电压对电流操控也有影响。所以单纯选用双PI操控在实践电路中很难满意并网逆变器THD<5%的要求。依据式(3)可知，若添加Udc/Uref乘以电网电压作为前馈补偿，就可消除电网电压对并网电流的影响。
3、电压外环PR调理
单纯选用双PI操控时，为了确保体系稳定性和动态功能，电压环环宽一般都设为200～500 Hz，即便参加母线纹波补偿，也无法彻底按捺100 Hz纹波对并网电流的影响。若选用PR调理器作为电压外环调理器，则可很好地按捺母线纹波对并网电流的影响，一起可确保体系动态系能，即有：
Gc(s)=Kp+Kr(s2+ω2)/[s2+(ω/Q)s+ω2] (4)
4、单相两级式光伏并网逆变器操控战略
一般单相两级式光伏并网逆变器选用前后级分隔操控的办法，当体系功率跟着MPPT操控不断改动时，首要体现为母线电容的电压改动然后通往后级操控改动并网电流。
下面提出一种新的体系操控战略，其中心思维是依据前级MPPT的功首要预置一个逆变的参阅电流幅值，然后经一个份额操控器确认终究的逆变参阅电流。这个份额操控器是母线采样电压与参阅电压(一般380V)的比值。这样当时级MPPT调理功率改动时，可直接体现为后级参阅电流的改动，并经过母线电压的份额操控器将母线电压稳定在参阅值邻近。
不考虑纹波，若母线电压均值大于或小于参阅值，则会相应调高或下降逆变的参阅电流，使母线电容进行相应的充放电，母线电压保持在参阅电压邻近，以确保前后级功率平衡，起到稳压效果。关于母线纹波，经过母线电压操控器，不只稳住母线电压，并且按捺了母线纹波对并网电流的影响，还使后级完成了单电流环操控，操控更简略。其操控原理如图4所示。
图4 新操控法操控框图 5、 Saber仿真验证
在Saber中建立如图1的仿真模型，母线参阅电压380 V，体系作业在额定功率3 kW，前级选用导纳增量法完成MPPT并升压。
Boost输出电压(母线电压)一向稳定在380V邻近，选用双PI操控办法时的波形如图5a所示。由图可见，母线电压存在100 Hz的脉动纹波;单纯的双PI操控逆变并网电流波形存在显着畸变，THD=4.63%。当体系功率改动时，0.45 s开端功率从3 kW改动到0.5 s时的1.9 kW，母线电压和并网电流波形如图5b所示。可见，母线电压稳定在380 V邻近，有100Hz的脉动纹波。并网电流不是很抱负，当功率从3 kW改动到1.7 kW时，母线电压有一个先减小然后添加的调理进程。
将电压外环PI改为依照式(4)取值的PR调理器，电压和输出电流波形如图5c所示，可见，选用PR操控输出并网电流波形没有显着畸变，THD=1.22%。PR操控功率改动时母线电压和并网电流波形如图5d所示，可见，电压外环选用PR调理时，体系的动态调理更快。当功率改动时，双PI操控大概在10个电网周期才干过渡到一个稳态；而电压外环PR调理可使母线电压和并网电流滑润过渡，只需2个周期即可进入下一个稳态。
图5 仿真波形
由图4建立仿真模型，3 kW时母线电压和并网电流波形如图5e所示。可见，选用新操控办法可确保母线电容稳压和很好的并网电流，THD只要0.8%。新操控办法下功率改动时母线电压和并网电流波形如5f所示，比照可见，在前级功率改动时，新操控办法和双PI操控体系动态功能更好。新操控办法中，体系功率改动时，电流和母线电压过渡愈加平稳，一起能确保高质量的输出电流。 6、试验验证
H桥选用光伏专用模块FZ06BLA045FH-P897E，二极管选用SiC肖特基二极管，其快康复功能好，可明显下降开关损耗和电磁搅扰。操控采
用DSP2808芯片。选用图4中的操控办法，非阻隔并网，滤波电感3 mH，试验波形如图6所示。
图6 试验波形
可见，并网电流波形质量跟着功率添加越来越好，丈量半载1.5 kW时并网电流THD≈1%。
7、定论
对单相两级式光伏并网逆变器进行建模，经过理论剖析和仿真可知，传统的母线电压外环、电流内环操控为统筹并网电流质量和体系动态功能，有必要在后级电流环中参加母线电压纹波补偿和电网电压按捺补偿环节。若在电压环中选用份额谐振调理器操控，将谐振点设置在100 Hz左右，能够按捺母线纹波电压对并网电流的影响，一起确保体系动态功能。
提出一种根据功率平衡原理的操控办法，将一个份额操控器作为母线电压调理器参加后级逆变环路中，使后级可选用简略的电流环操控，在母线%&&&&&%稳压的一起消除了纹波电压对并网电流的影响。传统的双环操控前后级分隔独立，这样前级功率改动时，首要体现为母线电压改动，然后并网电流跟从母线电压改动，新操控办法中，前级功率改动时直接效果到后级电流操控中，体系动态呼应更快。仿真和试验验证了该办法的可行性。
