噪声是模仿电路规划的一个核心问题，它会直接影响能从丈量中提取的信息量，以及取得所需信息的经济本钱。
惋惜的是，关于噪声有许多混杂和误导信息，或许导致功能欠安、高本钱的过度规划或资源运用功率低下。本文论述关于模仿规划中噪声剖析的11个由来已久的误区。
1.下降电路中的电阻值总是能改进噪声功能
噪声电压跟着电阻值进步而添加，二者之间的联系已广为人知，能够用约翰逊噪声等式来描绘：erms = √4kTRB，其间erms为均方根电压噪声，k为玻尔兹曼常数，T为温度(单位为K)，R为电阻值，B为带宽。这让许多工程师得出结论：为了下降噪声，应当下降电阻值。尽管这常常是正确的，但不该就此确认它是普遍真理，由于在有些比如中，较大的电阻反而能够改进噪声功能。举例来说，在大多数状况下，丈量电流的办法是让它经过一个电阻，然后丈量所得到的电压。依据欧姆定律V = I × R，发生的电压与电阻值成正比，但正如上式所示，电阻的约翰逊噪声与电阻值的平方根成正比。由于这个联系，电阻值每进步一倍，信噪比能够进步3 dB。在发生的电压过大或功耗过高之前，此趋势一向是正确的。
2.一切噪声源的噪声频谱密度能够相加，带宽能够在最终核算时加以考虑
将多个噪声源的噪声频谱密度(nV/√Hz)加总(电压噪声源按平方和开根号)，而不别离核算各噪声源的rms噪声，能够节省时刻，但这种简化仅适用于各噪声源看到的带宽相同的状况。假如各噪声源看到的带宽不同，简略加总就变成一个可怕的圈套。图1显现了过采样体系中的状况。从噪声频谱密度看，体系总噪声好像以增益放大器
为主，但一旦考虑带宽，各级奉献的rms噪声其实十分附近。
3.手艺核算时有必要包括每一个噪声源
规划时有人或许不由得要考虑每一个噪声源，但规划工程师的时刻是名贵的，这样做在大型规划中会十分耗时。全面的噪声核算最好留给仿真软件去做。不过，规划人员怎么简化规划进程需求的手艺噪声核算呢?答案是疏忽低于某一阈值的不重要噪声源。假如一个噪声源是首要噪声源(或任何其他折合到同一点的噪声源)的1/5 erms值，其对总噪声的奉献将小于2%，能够合理地予以疏忽。规划人员常会争辩应当把该阈值选在哪里，但无论是1/3、1/5仍是1/10 (别离使总噪声添加5%、2%和0.5%)，在规划到达足以进行全面仿真或核算的程度之前，没必要忧虑低于该阈值的较小噪声源。
图1.运用rms噪声而不是频谱密度进行噪声核算的理由
4.应挑选噪声为ADC 1/10的ADC驱动器
模数转换器(ADC)数据手册或许主张运用噪声为ADC 1/10左右的低噪声ADC驱动放大器来驱动模仿输入。可是，这并非总是最佳挑选。在一个体系中，从体系视点权衡ADC驱动器噪声常常是值得的。
首要，假如体系中ADC驱动器之前的噪声源远大于ADC驱动器噪声，那么挑选超低噪声ADC驱动器不会给体系带来任何优点。换言之，ADC驱动器应与体系其余部分相等。
其次，即便在只要一个ADC和一个驱动放大器的简略状况下，权衡噪声并确认其对体系的影响仍是有利的。经过详细数值能够更清楚地了解其间的理由。考虑一个体系选用16位ADC，其SNR值相当于100 ?V rms噪声，用作ADC驱动器的放大器具有10 ?V rms噪声。按和方根加总这些噪声源，得到总噪声为100.5 ?V rms，十分挨近ADC独自的噪声。能够考虑下面两个让放大器和ADC更为平衡的计划，以及它们对体系功能的影响。假如用相似的18位ADC替代16位ADC，前者的额外SNR相当于40 ?V rms噪声，则总噪声变为41 ?V rms。或许，假如保存16位ADC，但用更低功耗的放大器替代上述驱动器，该放大器奉献30 ?V rms噪声，则总噪声变为104 ?V rms。就体系功能而言，以上两种计划之一或许是比原始组合更好的挑选。关键是要权衡利弊以及其对体系全体的影响。
5.直流耦合电路中有必要一向考虑1/f噪声
1/f噪声对超低频率电路是一大要挟，由于许多常用噪声按捺技能，像低通滤波、均值和长时刻积分等，对它都无效。但是，许多直流电路的噪声是以白噪声源为主，1/f噪声对总噪声无奉献，因而不必核算1/f噪声。为了澄清这种效应，考虑一个放大器，其1/f噪声转机频率fnc为10 Hz，宽带噪声为10 nV/√Hz。关于各种带宽，核算10秒收集时刻内包括和不含1/f噪声两种状况下的电路噪声，以确认不考虑1/f噪声的影响。当带宽为fnc的100倍时，宽带噪声开端占主导地位;当带宽超越fnc的1000倍时，1/f噪声微乎其微。现代双极性放大器能够具有比10 Hz低许多的噪声转机频率，零漂移放大器则简直彻底消除了1/f噪声。
表1.1/f噪声影响与电路带宽的联系示例
6.由于1/f噪声跟着频率下降而进步，所以直流电路具有无限大噪声
尽管直流对电路剖析是一个有用的概念，但真实状况是，假如以为直流是作业在0 Hz，那么实践上并不存在这样的工作。跟着频率越来越低，趋近0 Hz，周期会越来越长，趋近无限大。这意味着存在一个能够观测的最低频率，哪怕电路在理论上是直流呼应。该最低频率取决于收集时长或孔径时刻，也便是观测器材输出的时长。假如一名工程师敞开器材并观测输出100秒，则其能够观测到的最低频率伪像将是0.01 Hz。这还意味着，此刻能够观测到的最低频率噪声也是0.01 Hz。
现在经过一个数值比如来打开阐明，考虑一个DC至1 kHz电路，接连监控其输出。假如在前100秒观测到电路中必定量的1/f噪声，从0.01 Hz至1 kHz(5个十倍频程的频率)，则在30年(约1 nHz，12个十倍频程)中观测到的噪声量可核算为√12/5 = 1.55，或许说比前100秒观测到的噪声多55%。这种添加简直没有任何含义，即便考虑最差状况——1/f噪声继续添加到1 nHz(现在尚无丈量依据)——也是如此。理论上，假如没有清晰认义孔径时刻，1/f噪声能够核算到一个等于电路寿数倒数的频率。实践中，电路在如此长时刻内的误差以老化效应和长时刻漂移为主，而不是1/f噪声。许多工程师为直流电路的噪声核算设定0.01 Hz或1 mHz之类的最低频率，以使核算切合实践。
7.噪声等效带宽会使噪声倍增
噪声等效带宽(NEB)对噪声核算是一个很有用的简化。由于截止频率以上的增益不是0，某些超出电路带宽的噪声会进入电路中。NEB是核算的抱负砖墙滤波器的截止频率，它会放入与实践电路相同的噪声量。NEB大于–3 dB带宽，已针对常用滤波器类型和阶数进行核算，例如：关于单极点低通滤波器，它是–3 dB带宽的1.57倍，写成公式便是NEB1-pole = 1.57 × BW3dB。但是，关于应把该乘法因数放在噪声公式中的何处，好像一向存在混杂。请记住，NEB调理的是带宽，而非噪声，因而应在根号下面，如下式所示：
8.电压噪声最低的放大器是最佳挑选
挑选运算放大器时，电压噪声常常是规划人员仅有考虑的噪声标准。其实电流噪声相同不能疏忽。除非在有输入偏置电流补偿等特别状况下，电流噪声通常是输入偏置电流的散粒噪声：in = √2 × q × IB。电流噪声经过源电阻转换为电压，因而，假如放大器输入端前面有一个大电阻，那么电流噪声对体系噪声的奉献或许大于电压噪声。电流噪声会成为问题的典型状况是运用低噪声运算放大器且其输入端串联一个大电阻时。例如，考虑低噪声运算放大器ADA4898-1，其输入端串联一个10 kΩ电阻。ADA4898-1的电压噪声为0.9 nV/√Hz，10 kΩ电阻的噪声为12.8 nV/√Hz，2.4 pA/√Hz电流噪声乘以10 kΩ电阻等于24 nV/√Hz，这是体系中的最大噪声源。在相似这种电流噪声占主导地位的状况下，常常能够找到电流噪声较低的器材，然后下降体系噪声;对精细放大器特别如此，不过高速FET输入运算放大器对高速电路也或许有协助。例如，若不挑选ADA4898-1(然后得不到电压噪声低至0.9 nV/√Hz的优点)，能够挑选AD8033或ADA4817-1等JFET输入放大器。
9.在榜首级供给大部分增益可完成最佳噪声功能
为了完成更好的噪声功能，常常主张在榜首级供给增益，这是对的，由于信号会比随后各级的噪声要大。但是，这样做的缺陷是会削弱体系能够支撑的最大信号。某些状况下，与其在榜首级供给很大一部分增益(尽管这样能够进步丈量灵敏度，但会约束动态规模)，不如约束榜首级供给的增益，并用高分辨率进行数字化处理，使灵敏度和动态规模都到达最大。
10.给定阻值时，一切类型电阻的噪声相同
电阻的约翰逊噪声十分重要，以至于咱们需求一个简略的公式来核算某一电阻在某一温度下的噪声。但是，约翰逊噪声是电阻中能够观测到的最小噪声，并且并非一切类型的电阻都有平等噪声。还有过量噪声，它是电阻中1/f噪声的来历之一，与电阻类型密切相关。过量噪声(有时候也误称为电流噪声)与电流在非接连介质中活动的方法有关。它被规定为噪声指数(NI)，单位为dB，以每十倍频程1 ?V rms/Vdc为基准。这意味着：假如一个0 dB NI的电阻上有1 Vdc电压，则给定十倍频程时的过量噪声为1 ?V rms。碳和厚膜电阻的NI最高，或许高达+10 dB左右，在信号途径的噪声灵敏部分中最好防止运用。薄膜电阻一般要好得多，约为–20 dB;金属箔和绕线电阻能够低于–40 dB。
11.给定满足长的收集时刻，均值法可将噪声降至无限小
一般以为均值法可将噪声下降均值数的平方根倍。这在必定条件下是建立的，即NSD有必要坚持平整。但是，在1/f规模内和其他几种状况下，这种联系不建立。考虑在一个以稳定频率fs采样的体系中运用均值法，对n个样本求均值并进行1/n抽取，回来m个抽取样本。取n个平均值会将抽取后的有用采样速率变为fs/n，体系看到的有用最大频率下降n倍，白噪声下降√n倍。但是，取得m个样本的时刻也会延伸n倍，因而体系能够看到的最低频率也会下降n倍(记住，没有0 Hz这种事)。取的均值数越多，频段上的这些最大和最小频率就越往下移。一旦最大和最小频率均在1/f规模内，总噪声便仅取决于这些频率之比，再进步均值数对下降噪声没有进一步的优点。相同的道理也适用于多斜率等积分ADC的长积分时刻。除了数学上的约束以外，还存在其他实践约束。例如，若量化噪声是首要噪声源，使得直流输入电压下的ADC输出为一个无闪烁的稳定码，则任何数量的均值都会回来同一个码 。
