ADI:使用同步反相 SEPIC 拓扑结构完成高效率降压/升压转换器

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许多商场对高功率同相 DC-DC 转化器的需求都在不断增加，这些转化器能以降压或升压形式作业，即能够将输入电压下降或进步至所需的安稳电压，而且具有最低的本钱和最少的元件数量。反相 SEPIC（单端初级电感转化器）也称为 Zeta 转化器，具有许多支撑此功用的特性（图 1）。对其作业原理及运用双通道同步开关操控器ADP1877的实施计划进行剖析，能够了解其在本运用中的有用特性。

初级开关QH1 和次级开关QL1 反相作业。在导通时刻内，QH1接通，QL1 断开。电流沿两条途径活动，如图 2 所示。第一条途径是从输入端经过初级开关、能量传输电容(C_BLK2)、输出电感(L1B)和负载，终究经过地流回输入端。第二条途径是从输入端经过初级开关、地基准电感(L1A)和地流回输入端。

在关断期间，开关方位刚好相反。QL1 接通，QH1 断开。输入电容(C_IN)断开，但电流持续经过电感沿两条途径活动，如图 3所示。第一条途径是从输出电感经过负载、地和次级开关流回输出电感。第二条途径是从地基准电感经过能量传输电容、次级开关流回地基准电感。

运用电感伏秒平衡原理和电容电荷平衡原理，能够求得方程式 1所规则的均衡直流转化比，其间 D 为转化器的占空比（一个周期的导通时刻部分）。

(1)

上式标明：假如占空比大于 0.5，输出端将取得较高的调理电压（升压）；假如占空比小于 0.5，调理电压会较低（降压）。此外还可剖析得到其它相关成果：在无损体系中，能量传输电容(C_BLK2)上的稳态电压等于V_OUT；流经输出电感(L1B)的直流电流值等于I_OUT；流经地基准电感(L1A)的直流电流值等于I_OUT ×V_OUT/V_IN。该能量传输电容还能供给V_IN至V_OUT的隔直。当存在输出短路危险时，此特性很有用。

剖析还显现，反相 SEPIC 中的输出电流是接连的，关于给定输出电容阻抗，会发作较低的峰峰值输出电压纹波。这就答应运用较小、较廉价的输出电容；相比之下，在非接连输出电流拓扑结构中，为了到达相同的纹波要求，需求运用较大且贵重的电容。

一般，次级开关(QL1)是一个单向功率二极管，它会约束这种拓扑结构的峰值功率。但是，运用ADI公司双通道同步开关操控器ADP1877（见附录）的一个通道，并选用双向MOSFET作为次级开关，能够规划一个”彻底同步装备”的反相SEPIC。这样，峰值功率将大大进步，一同能够下降输出电流大于 1 A的转化器尺度和本钱。

图 4 显现彻底同步反相SEPIC装备的功率级，它运用ADP1877 完成，只需求三个小型、廉价的额定器材（C_BLK1、D_DRV和R_DRV），其功耗能够疏忽不计。

反相SEPIC的抱负稳态波形如图 5 所示。通道 1 开关节点SW1（见附录图A）在V_IN + V_OUT（导通时刻内）和 0 V（关断时刻内）之间切换。将电荷泵电容C_BST连接到SW1，以便在导通时刻内将约为V_IN + V_OUT + 5 V的电压施加于高端内部驱动器的自举上电轨（BST1 引脚）和高端驱动器的输出（DH1 引脚），然后增强初级浮空N沟道MOSFET开关QH1。箝位二极管D_DRV保证稳态输出期间C_BLK1上的电压约为V_OUT + V_FWD(D_DRV)，该电压参阅ADP1877的DH1 引脚到QH1 栅极的电压。在关断时刻内，当X节点电压约为–V_OUT时，C_BLK1上的电压阻挠初级开关发作高于其阈值的栅极-源极电压。

ADP1877 具有脉冲跳动形式，使能时，能够下降开关速率，只向输出端供给足以坚持输出电压安稳的能量，然后进步小负载时的功率，大大下降栅极电荷和开关损耗。在同步反相 SEPIC 和同步降压拓扑结构中均能够使能此形式。图 4 所示 DC-DC 转化电路只需求双通道 ADP1877 的一个通道，因此另一通道能够用于任一种拓扑结构。

电感耦合和能量传输电容

图 4 中，功率电感 L1A 和 L1B 显现为相互耦合。在这种拓扑结构中，耦合电感的意图是削减输出电压和电感电流的纹波，而且进步最大或许闭环带宽，下一部分将对此加以阐明。

尽管这些电感相互耦合，但并不期望耦合太紧，以至于将一个绕组的很多能量经过铁芯传输至另一个绕组。为了避免这一点，有必要求得耦合电感的走漏电感(L_LKG)，并选择恰当的能量传输电容(C_BLK2)，使得其复数阻抗的幅值为走漏电感与单个绕组电阻(DCR)的复串联阻抗的 1/10，如方程式 2、3、4 所示。依照这一联系规划电路，可使耦合铁芯所传输的能量降至最低。走漏电感能够依据耦合电感数据手册中供给的耦合系数核算。

		(2)
		(3)
		(4)

匝数比最好为 1:1，由于关于给定水平的输出电压纹波，此刻各绕组只需求分立电感所需电感的一半1。能够运用 1:1 以外的匝数比，但其成果将无法用本文中的方程式准确描绘。

小信号剖析和环路补偿

反相 SEPIC 转化器的完好小信号剖析超出了本文的规模，不过，假如遵从下述准则，完好剖析将更具学术含义。

首要有必要核算谐振频率(f_RES)时的许多复数阻抗交互，以便求得方针交越频率的上限。当电感解耦时，此频率下降，导致最大或许闭环带宽明显下降。

(5)

在此频率时，或许有 300°或更大的”高Q”相位迟滞。为了避免转化器在整个负载规模内相位裕量偏小的问题，方针交越频率(f_UNITY)应为fRES的 1/10。此谐振的阻尼首要取决于输出负载电阻和耦合电感的直流电阻。在较小程度上，阻尼还取决于能量传输电容的等效串联电阻(ESR)和功率MOSFET（QHl和QL1）的导通电阻。因此，当输出负载电阻改动时，闭环传递函数的特征在该频率时发作明显改动也家常便饭。

耦合系数一般不是一个能够准确操控的参数，因此应将方针交越频率设置为比f_RES低 10 倍的值（假定f_RES小于开关频率f_SW）。当f_UNITY设置恰其时，能够运用规范”II型”补偿——两个极点和一个零点。

(6)

图6 显现同步反相SEPIC 降压/升压拓扑结构中ADP1877反应环路的等效电路。上框包括功率级和电流环路，下框包括电压反应环路和补偿电路。

下框中的补偿元件值能够经过下式核算：

		(7)
		(8)
		(9)

转化器的跨导G_CS运用下式核算：

(10)

C_OUT是转化器的输出电容。ESR是该输出电容的等效串联电阻。R_LOAD是最小输出负载电阻。A_CS是电流检测增益，关于ADP1877，它能够在 3 V/V至 24 V/V规模内以离散步进选择。G_m是差错放大器的跨导，ADP1877 为 550 μs。V_REF是与差错放大器的正输入端相连的基准电压，ADP1877 为 0.6 V。

G_CS是与频率无关的增益项，随增强后的次级开关电阻R_DS(ON)而改动。最高交越频率预期呈现在此电阻和占空比D最低时。

为保证在最大输出电流时不会到达补偿箝位电压，所选的电流检测增益(A_CS)最高值应满意以下条件：

(11)

其间∆I_L为峰峰值电感纹波电流。

(12)

假如斜率补偿过多，此处的方程式准确度将会下降：直流增益将下降，输出滤波器将引起主极点的频率方位进步。

斜率补偿

关于运用ADP1877 完成的同步反相SEPIC，有必要考虑电流形式操控器2中的次谐波振动现象。

依照下式设置R_RAMP，能够将采样极点的质量要素设为 1，然后避免发作次谐波振动3（假定f_UNITY设置恰当）。

(13)

值得留意的是，跟着增强后的次级开关电阻R_DS(ON)下降，采样极点的Q也会下降。假如这一要素与其它相关容差一同导致Q小于0.25，则应进行仿真，保证在考虑容差的状况下，转化器不会有过多斜率补偿，而且不是太倾向于电压形式。R_RAMP的值有必要使得ADP1877 R_AMP引脚的电流在 6 μA至 200 μA规模内，其核算公式 14 如下：

(14)

功率器材应力

从图 2 和图 3 的电流流向图能够看出，功率 MOSFET 在接通后要承载电感电流总和。因此，流经两个开关的电流直流重量为：

(15)

假如电感的耦合比为 1:1，则流经两个开关的电流沟通重量为：

(16)

知道这些值后，能够很快算出流经各开关的电流均方根值。这些值与所选MOSFET的R_DS(ON)MAX一起保证MOSFET具有热安稳性，一同功耗足够低，以满意功率要求。

准确核算初级开关的开关损耗超出了本文的规模，但应留意，从高阻态变为低阻态时，MOSFET上的电压摆辐约为V_IN + V_OUT至 0V，流经开关的电流摆辐为 0 A至I_OUT[1/(1–D)]。由于摆幅如此之高，开关损耗或许是首要损耗，这是选择MOSFET时应留意的一点；关于MOSFET，反向传输电容(C_RSS)与R_DS(ON)成反比。

初级开关和次级开关的漏极-源极击穿电压(BV_DSS)均须大于输入电压与输出电压之和（见图 5）。

峰峰值输出电压纹波(∆V_RIPPLE)可经过下式近似核算：

(17)

 流经输出电容的电流均方根值(I rms C_OUT)为：

(18)

方程式 12 所表明的峰峰值电感电流(∆I_L)取决于输入电压，因此有必要保证当此参数改动时，输出电压纹波不会超越规则值，而且流经输出电容的均方根电流不会超越其额定值。

关于运用ADP1877 完成的同步反向SEPIC，输入电压与输出电压之和不得超越 14.5 V，由于电荷泵电容与开关节点相连，当初级开关接通时，其电压到达V_IN + V_OUT。

实验室成果

图 8 显现 5 V 输出、3 V 和 5.5 V 输入时同步反向 SEPIC 的成效与负载电流的联系。关于需求在 3.3 V 和 5.0 V 输入轨之间切换的运用，或许当实时调整输入电压以优化体系功率时，这是常见状况。选用 1 A 至 2 A 负载时，不管输入电压高于或低于输出电压，转化器的功率均超越 90%。

与图 8 相关的功率器材资料清单见表 1，其间仅选用常见的现成器材。一项具可比性的异步规划选用一个具有低正向压降的业界抢先肖特基二极管替代 QL1，在以上两种输入电压下，其满载时的功率低近 10%。此外，异步规划尺度更大、本钱更高，而且或许需求贵重的散热器。

表 1. 功率器材

结束语

许多商场对输出电压高于或低于输入电压（升压/降压）的高功率同相转化器的需求都在不断增加。ADI 公司的双通道同步开关操控器ADP1877答使用低损耗MOSFET替代常用于功率级的高损耗功率二极管，然后进步功率，下降本钱，缩小电路尺度，使体系到达严苛的能耗要求。只需遵从几项准则就能快速算出牢靠补偿所需的元件值，而且运用常见的现成器材便可完成高功率。

参阅电路

Barrow, Jeff. “Reducing Ground Bounce in DC-to-DC Converters—Some Grounding Essentials.” Analog Dialogue. 41-2, pp. 2-7. 2007.

¹Ćuk, Slobodan and R.D. Middlebrook. “Coupled-Inductor and Other Extensions of a New Optimum Topology Switching DC-DC Converter.” Advances in Switched-Mode Power Conversion. Volumes I & II. Irvine, CA: TESLAco. 1983.

²Erickson, Robert and Dragan Maksimović. Fundamentals of Power Electronics. Chapter 12, Section 1. Norwell, MA: Kluwer Academic Publishers. 2001.

³Ridley, Raymond. “A New Small-Signal Model for Current-Mode Control.” PhD Dissertation, Virginia Polytechnic Institute and State University. November 1990.

附录

ADP1877是一款Flex-Mode^TM（ADI公司专有架构）双通道开关操控器，如图A所示，其集成驱动器可驱动N沟道同步功率MOSFET。两路PWM输出相移 180°，可下降输入均方根电流，然后使所需的输入电容最小。

ADP1877 内置升压二极管，因此全体元件数量和体系本钱得以削减。在小负载时，能够将它设置为高功率脉冲跳动作业形式，也能够是 PWM 接连传导作业形式。

ADP1877 内置外部可调软启动功用、输出过压维护、外部可调电流约束、电源杰出指示，并供给 200 kHz 至 1.5 MHz 的可编程振动器频率。作业温度规模为–40°C 至+85°C 时，输出电压精度为±0.85%；作业温度规模为–40°C 至+125°C 结温规模时，输出电压精度为±1.5%。其作业电源电压为 2.75 V 至 14.5 V，选用 32 引脚、5 mm × 5 mm LFCSP 封装。