作者 林俊宏1 鄢义洋1 杨光2
1.华中科技大学 电子信息与通讯学院(湖北 武汉 430074)
2.华中科技大学 资料学院(湖北 武汉 430074)
*2017年“瑞萨杯”全国大学生电子规划比赛本科组“微电网模仿体系(A题)”一等奖
摘要：体系选用三相半桥拓扑，以STM32F407ZET6单片机为主从操控器，主操控器在dq坐标下进行操控完成三相稳压输出，从操控器选用主从均流操控完成两台三相逆变器的电流分配，选用三相同步锁相环(SRP-PLL)。逆变器独自作业时，输出沟通母线电压为24.01 V，频率为49.99 Hz，总谐波畸变率为1.63%，体系全体功率为92.33%，负载调整率为0.12%。逆变器并联作业时，体系完成了两台逆变器输出功率比可调，输出线电流折算值差错最大值为0.06 A，并联作业负载调整率为0.21%。此外，体系具有友爱的人机交互界面、输入欠压及过压维护功用。
1 体系计划证明
1.1 比较与挑选
1.1.1 主拓扑计划挑选
计划一：三相半桥拓扑。由三个半桥组成，半桥桥臂输出经LC滤波可完成三相逆变，输出沟通电压幅值仅为母线电压的一半，对直流电压利用率不高，但操控战略与电路结构均较简略。
计划二：三相全桥拓扑。由三个全桥组成，在相同输入电压条件下，输出沟通电压幅值较半桥电路较高。但电路结构与操控战略均较杂乱。
综上所述，为了尽可能地减小体系的杂乱度，挑选计划一。
1.1.2 均流操控计划挑选
计划一：主从操控。主逆变器完成稳压输出，从逆变器完成恒流输出，全体输出完成均流，无法完成独立操控，主逆变器溃散则整个体系溃散，但操控战略简略，操控精度高，负载调整率好。
计划二：双环操控。体系通过调理外电压环取得各逆变器电流基准值，据此进行PI调理完成均流输出，体系可靠性高，但操控相对杂乱。
综上所述，为了完成较好的负载调整率，挑选计划一。
1.2 体系计划描绘
体系由主电路、驱动电路、丈量电路、辅佐电源电路、操控电路与显现电路组成。主电路选用三相半桥电路，完成三相DC/AC改换，丈量电路完成了三相电压电流的丈量。体系总体计划如图1所示。
2 理论剖析与核算
2.1 进步功率的办法
体系首要的功率损耗包含开关管的开关损耗与导通损耗，电容等效串联电阻的损耗以及电感的铜损与铁损等。据此，可挑选适宜的开关频率，当开关频率增大，可减小滤波器体积，但添加了开关管的开关损耗，折衷考虑，挑选开关频率为50 kHz;挑选开关管时，低导通电阻可削减导通损耗，栅极电容较小可削减驱动损耗，折衷考虑，挑选导通电阻与栅极电容适中的开关管;挑选等效串联电阻较小的CBB电容作为输出电容，且多个并联，可下降输出电容的等效串联电阻;挑选铁氧体资料磁芯，铁氧体资料电阻率较高，可有用下降电感涡流损耗。
2.2 一起运转形式操控战略
2.2.1 dq旋转坐标系下的稳压战略
当三相逆变器输出电压幅值为UM的对称三相电压时，通过转化矩阵可将输出电压从三相abc停止坐标系改换到两极性同步旋转坐标系下的变量，此刻可得：
(1)
其间，三相停止坐标系到两相旋转坐标系的转化矩阵为：
(2)
在三相对称稳态时，dq坐标系下的d轴重量数值与输出电压幅值持平，而q轴重量为0。据此，主操控器在dq坐标系下进行电压单环操控完成输出稳压。
2.2.2 依据主从操控的均流战略
体系选用主从操控战略完成两逆变器并联均流。体系操控主逆变器使其作业于稳压形式，操控从逆变器作业于恒电流形式，完成主从逆变器的输出均流。
从操控器通过PI调理调整两相旋转坐标系下的角频率ω，完成输出电压q轴重量为0，完成PLL锁相环。PLL锁相环完成两台逆变器输出电压同步，并依据主逆变器输出电流，给定从逆变器的电流指令，选用PI调理操控从逆变器的输出电流，完成电流分配。主、从操控器操控框图别离如图2和3所示。
3 电路与程序规划
3.1 主电路与器材挑选
3.1.1 开关管选型
体系额定输出线电压UO=24 V，体系主电路选用三相半桥逆变，最大输出沟通幅值为直流母线电压的一半，故直流母线电压至少为38.2 V，留取必定的裕量，开关管耐压须大于50 V。单逆变器运转时，最大输出电流为2 A。故开关管挑选Fairchild公司出产的NTD3055，最大漏源电压VDS=60 V，最大漏极电流ID=9 A，可满意电压电流应力需求。
3.1.2 滤波器参数规划
(1)滤波电感规划。取电感电流纹波为均匀电感电流的0.2，为确保电感电流不断流，由伏秒平衡：
(3)
式中，VS是体系稳守时的最大输入电压，其值挑选为50 V，VO为额定输出线电压24 V，T为开关周期，取10 μs。代入参数核算，L=650 μH。因为体系主电路为三相半桥逆变结构，故每线电压滤波电感为两个半桥桥臂电感感值之和，故实践挑选的三个电感感值为350 μH。
(2)滤波电容规划。规划LC滤波器截止频率为开关频率fs的10%，可取得较好的滤波作用，依据公式：
(4)
代入参数核算C≥1.5 μF，因为三相半桥逆变结构，每相滤波电容实践选取容值为4.7 μF，等效串联电阻小，且高频特性好的CBB电容。
3.2 操控电路与操控程序
操控电路分为主从操控器两部分。主操控器作业在稳压操控形式，体系运用互感器丈量两相线电压，经dq坐标改换与PI调理算法完成输出幅值安稳的对称三相电压。从操控器作业于稳流操控形式，在PLL锁相环获取沟通母线电压相位后，通过PI调理算法调理输出电流同频同相并完成两逆变器的均流。主、从操控器的程序流程图别离如图4与图5所示。
3.3 电压电流丈量电路
沟通电压丈量电路运用TVA1421-01型互感器丈量AB、BC沟通相电压，因为操控器仅能收集0~3.3 V的电压，故需求对互感器输出信号添加直流偏置，实践电路如图6所示，运用TL431基准电源发生2.5 V基准电源，经电阻分压取得1.6 V基准电压接在+VREF。依据互感器的运用手册，互感器原边输入电流需求小于6 mA，依据互感器原边输入电压24 V，故规划电阻R1=4.7 kΩ，规划输出电阻RL=150 Ω。
沟通电流丈量电路如图7所示，运用ACS712-05B霍尔传感器芯片，最大可丈量电流5 A，因为本题最大线电流为2 A，电流峰值为2.83 A，可满意题设要求，且抗干扰才能强，丈量精度高，VIOUT引脚信号为一直流偏置为0.5倍VCC的沟通信号，将该信号传输至ADC引脚。因为电压电流存在相位问题，在实践制造电路时需注意电压电流相位联系。FILTER引脚接入1 nF(数据手册引荐取值)瓷片电容与芯片内部集成电阻构成RC低通滤波器，减小高频噪声对信号的影响，但若该电容取值过大，尽管进步了抗干扰才能，但引入了额定的相移，且该传感器芯片在实践沟通丈量时也会存在相移问题，故对相位有必定要求的场合如功率因数丈量时，不引荐该计划。
3.4 驱动电路规划
因为体系主电路选用三相半桥拓扑，故运用半桥驱动电路即可，驱动电路运用了IR2110半桥驱动电路，实践电路如图8所示。图中电容为半桥自举电容，其取值与MOSFET的输入电容有关，耐压需求超越VCC引脚上的电压，一般挑选MLCC，其高频功能较好，二极管为US1M，反向耐压值为1000 V的肖特基二极管，因为自举电路的作业特色，其反向耐压值一般需求超越半桥直流母线电压+V_DC，且为快康复二极管。
4 测验计划与测验成果
4.1 测验计划及测验条件
4.1.1 测验计划
(1)发动逆变器1，调理输入电压为50 V，调理负载，使负载线电流IO为2 A，运用钳形功率计丈量各线电压有用值、频率与沟通母线电压谐波畸变率。万用表丈量输入电压电流以及三相输出线电压与相电流，并核算体系功率。
(2)调理负载，使负载线电流在0~2 A规模内改变，核算负载调整率。
(3)发动逆变器2，调理负载使负载线电流Io为3 A，丈量逆变器1与逆变器2的线电流，并丈量负载线电压频率。
(4)调理负载使负载线电流Io在1~3 A规模内改变，丈量逆变器1与逆变器2的线电流，核算绝对差错与负载调整率。
(5)设定两台逆变器的功率比，丈量逆变器1与逆变器2的线电流，核算绝对差错。
4.1.2 测验仪器
数字存储示波器Tektronix TDS1002;数字万用表U3402A;钳形功率计Hioki3169-21。
4.2 测验成果及其完整性
4.2.1 输出线电压与THD测验
测验条件：发动逆变器1，调理输入电压为50 V，调理负载使负载线电流IO为2 A，运用钳形功率计丈量输出线电压有用值、频率与谐波畸变率。
4.2.2 逆变器功率测验
测验条件：调理负载使负载线电流IO为2 A，运用万用表丈量输入电压电流并丈量三相线电压电流，核算逆变器1功率。
4.2.3 负载调整率测验
测验条件：调理负载电流在0~2 A内改变,丈量输出电压，核算负载调整率。
4.2.4 并联输出测验
测验条件：发动逆变器2，调整负载电流IO为3 A，运用万用表丈量逆变器1与逆变器2的三相输出电流，并丈量负载电流与输出电压频率。
逆变器1和逆变器2能一起向负载输出功率，输出电压频率满意题设要求。
4.2.5 并联负载调整率测验
测验条件：调整负载电流在1~3 A内改变，运用万用表丈量两台逆变器的输出电流与负载电流，并核算差错，丈量输出电压，核算负载调整率。
4.2.6 分流比设定测验
测验条件：设定逆变器1与逆变器2分流比为K，调整负载电流在1~3 A规模内改变，运用万用表丈量两台逆变器的输出电流与负载电流，并核算差错。
通过测验，当负载电流在1~3 A规模内改变时，逆变器1与逆变器2分流比可在1:2~2:1间可调，最大差错电流为0.069 A，到达题设要求。
4.3 测验成果剖析
据以上测验成果，本体系很好的完成了题设要求，逆变器1作业时，输出线电压24 V，频率49.99 Hz，负载电流为2 A时，体系功率可达92.33%，沟通母线畸变率仅为1.63%，负载调整率为0.12%。逆变器1与逆变器2并联时，负载调整率仅为0.21%，负载电流在1~3 A规模内改变时，均流比可调且最大绝对差错仅为0.08 A。
5 定论
体系选用三相半桥拓扑，主操控器选用dq坐标改换完成三相稳压输出，从操控器选用主从操控法完成两台三相逆变器的并联均流，完成了微电网模仿。逆变器1作业时，输出沟通母线电压频率为50.00 Hz，总谐波畸变率仅为1.63%，体系全体功率可达92.33%，负载调整率为0.12%。逆变器并联作业时，体系完成了两台逆变器输出功率比可调，最大绝对差错仅为0.06 A，负载调整率仅为0.21%。
参考文献：
[1]陈坚.电力电子学—电力电子改换和操控技能[M].北京:高等教育出版社,2004,12.
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[3]谭浩强.C言语程序规划[M].北京:清华大学出版社,2012.
[4]刘风君.正弦波逆变器[M].北京:科学出版社,2002.
[5]徐慧.电压操控型三相逆变器的并联与并网技能研究[D].华中科技大学,2007.
本文来源于《电子产品世界》2018年第9期第43页，欢迎您写论文时引证，并注明出处。
