来历：现代电子技术，作者：杨瑞聪，赖松林，江浩，于映
1 与温度无关的基准
与温度无关的电压或电流基准在许多模仿电路中是必不行少的。怎么发生一个对温度改动坚持安稳的量？假定有正温度系数的电压V1和负温度系数的电压V2，这两个量以恰当的权重相加，那么成果就会显示出零温度系数。选取a和b使得aV1/ T+bv2/ T=0，能够得到具有零温度系数的电压基准，VREF=aV1+bV2。
上述假定供给了一个可行的办法完成与温度无关的电压基准，便是别离找到正温度系数的电压和负温度系数的电压。
1.1 负温度系数电压
双极晶体管的基极一发射极电压VBE或许pn结二极管的正向电压，具有负温度系数。依据已推导的VBE温度系数表达式：
式（1）给出了在给定温度T下VBE的温度系数，巨细与VBE自身有关。其间VT为热电压，Eg为Si的带隙能量，m为迁移率的温度指数。依据经历值，当VBE△750 mV，T=300 K时，VBE/T△-1.5 mV/℃。当然这些参数有必要以实践所用的工艺库为规范。
1.2 正温度系数电压
假如两个双极晶体管作业在不持平的电流密度下，那么他们的基极一发射极电压的差值就与绝对温度成正比。
假定两个相同的晶体管（Is1=Is2），基极和集电极别离短接，发射极接地，偏置的集电极电流别离为Ic1=nI0和Ic2=I0，其间n是晶体管Q2和Q1，的发射极面积比，疏忽他们的基极电流，那么：
△VBE表现出正温度系数：
1.3 带隙基准
使用上述的负温度系数电压和正温度系数电压，能够规划出一个抱负的零温度系数基准。
2 惯例电路
经过上述剖析，咱们知道带隙基准由两个部分组成，一部分是晶体管的偏置，另一部分是与绝对温度成份额的电压（Proportional to the Absolute Temperature，PTAT）。正负温度系数电压刚好彼此抵消。衡量带隙基准电压功用一般选用两个参数，温度系数（Temperature Coefficient，TC）和电源电压按捺比（Power Supply RejecTIon RaTIo，PSRR）。
图1所示为惯例带隙基准电压电路。
设运放Vin-和Vin+相应的节点为A和B，依据抱负运放输入两头虚断的特色：
式（4）便是由惯例电路得到的带隙基准电压VREF。在2.5 V作业电压，进行-25～125℃温度扫描，从扫描成果（图4中Voutl）能够看到，该电路得到的VREF大概在1.2 V左右，温度系数TC=5.65 ppm/℃。对电源电压进行2～3 V扫描，VREF从1.18 V改动到1.179 V，电源电压按捺比PSRR=55.4 dBo该电路的温度系数还不行抱负，并且VREF不行调理，因而在惯例电路的基础上进行改善。
3 改善电路
由于惯例电路的温度系数还不行抱负，并且VREF不行调理，因而改善惯例电路。图2是文献说到的改善电路。
剖析该电路，相同设运放Vin-和Vin+相应的节点为A和B，依据抱负运放输入两头虚断的特色：
式（5）便是改善电路得到的带隙基准电压VREF。设R。=10 kΩ，经过VREF/ T=0，n=25，T=300 K时 VBE／T△-1.5 mV/℃和 VT/ T△+0.087 mV/℃，能够核算出R1和R2的近似值。在2.5 V作业电压，进行-25～125℃温度扫描，从扫描成果（图4中Vout2），能够核算出改善电路的温度系数TC=5．37 ppm/℃。对电源电压进行2～3 V扫描，VREF从62l.2 mV改动到620.5 mV，电源电压按捺比PSRR=52.9 dB。VREF能够经过改动R2的阻值进行调理，可调理规模约为O～2．25 V，实践使用中，考虑电阻在工艺上的差错，R3不宜取太小的阻值，因而VREF很难取到较小但又要求比较精确的电压，一起为了确保输出支路的PMOS管作业饱满区，所以适宜的调理规模约为O．5～2 V。从核算成果发现改善电路的温度系数5.37 ppm/℃与惯例电路的温度系数5.65 ppm/℃比较没有得到较大改善，因而电路还需改善。
4 曲率补偿的带隙基准电压电路
在实践情况下，VBF并不是像咱们前面剖析电路作业时所以为的是与温度成线性改动的联系。依据文献说到的经历公式：
其间η是取决于双极性结构的参数，约为4，而a，当双极型晶体管电流与绝对温度成份额改动时，a为1，当电流与温度无关时，a为0。
前面两种电路剖析进程都没有考虑VBE的非线性项引进的差错，为了得到更好的温度系数，有必要对非线性项进行补偿。根本的补偿办法是校对非线性项，减去含有安稳电流的结发生的VBE和含有与绝对温度成份额改动电流的结发生的VBE。从图2咱们看到IQ1与绝对温度成份额改动，IM2与温度无关。因而，假如将IM2镜像并注入到一个与双极型晶体管相连接的二极管，能够发生带安稳电流的VBE。完好曲率补偿的带隙基准电路如图3所示。R6和R7别离从M1和M2取得额定的电流，该电流与上述两种不同电流成份额。恰当调整R6和R7的阻值能够完成预期的曲率补偿。
图3电路仅用两个电阻的补偿办法，比文献选用的办法要有用得多，并且比文献选用的办法要简略得多，由于文献选用运放，而文献选用开关电容结构。
剖析上述3种电路，并且用Cadence的仿真东西Spectre，SMIC规范0.25μm工艺，对上述3种电路进行仿真，图4便是3种电路在作业电压2.5 V，-25～125℃条件下的仿真成果。带曲率补偿的带隙基准电压电路，从温度扫描成果（图4中Vout3），能够核算出温度系数TC=3.10 ppm/℃。对电源电压进行2～3 V扫描，VREF从646.5 mV改动到645.9 mV，PSRR=54.6 dB。成果证明图3曲率补偿的带隙基准电压电路在温度系数上要优于其他两种电路。
经过标识3种带隙基准电压电路各个支路的电流，核算3种电路在2.5 V下的功耗，别离为0.72l mW，O.799 mW和0.859 mW。
5 运放规划
带隙基准电压电路也能够由PMOS和NMOS管构成的简略扩大电路和双极型晶体管组成，可是要得到比较高的电源按捺，一般都选用运放［1］。本规划所用到的三种带隙基准电压电路都是选用同一个运放。为得到较大的开环增益，该运放选用图2所示两级共栅共源结构，作业电压2.5 V，输入共模规模：O.7～1.7 V，输出电压摆幅：0.45～2.35 v，运放开环增益85 dB，相位裕度55°，单位增益带宽30 MHz，功耗0.645 mw。图5为运放详细结构。
运放里边包括一个25μA的参阅电流源，在文献所说到的结构，由于电阻的温度系数比较大，在-25～125℃的温度扫描中，在大于某一温度今后运放会不再作业，原因是电阻上电压的改动，使得该参阅电流源中的MOS管不再作业在饱满区，为了处理这个问题，用一个PMOS管M44替代本来的电阻，使得各个管子在-25～125℃的温度规模里都作业在饱满区。该参阅电流源具有自启动和自封闭的功用，体现在NMOS管M50上，对其进行0～3 V供电电压进行变量扫描，从流过M50的电流能够看到M50在供电电压上升到O.25 V的时分会主动敞开，有12.81 pA的细小电流流过，在2.17 V会主动封闭。当电路开端作业，电压瞬间从0改动到2.5 V，M50会有一个敞开和关断的进程，从后边所用1.2 V作业电压来看，发现M50在这个电压下一向处于敞开状况，可是细心核算功耗，会发现即便M50一向处于敞开状况，他对整个电路的影响也是微乎其乎，由于添加M50的条件是确保电流源能够敞开。
经过对3种带隙基准电路进行仿真，标识电路一切节点的电压，能够看到运放正常作业，并且在-25～125℃温度扫描中，两个输入端Vin+和Vin-的节点电压持平，完成运放抱负状况的虚短。
6 作业在1.2 V的带隙基准电压电路
跟着工艺的不断发展和下降功耗的要求，电路的作业电压不断地下降。
在仿真和剖析运放时，运放中的参阅电流源在0.25 V电压下就会敞开，经过对图3电路作业电压从O～3 V进行扫描，咱们发现作业电压大于1 V今后图6电路就能够正常作业，为确保电路安稳作业，作业电压能够取1.2 V。
经过-25～125℃VREF的仿真成果，核算出温度系数TC=5.34 ppm/℃。对电源电压进行1.1～1.3 V扫描，VREF从625 mV改动到622.4 mV，PSRR=32.8 dB。温度系数比作业在2.5 V下的温度系数TC=3.10 ppm/℃大了许多。核算电路功耗为0.36 mW，假如从低压和功耗这两个方面来考虑，该电路也相同具有可行性。
7 结 语
经过对3种带隙基准电压电路进行剖析和仿真，比较3种电路的试验成果。假如要求较小的温度系数，能够挑选带曲率补偿可调理的带隙基准电压电路，使其在2.5 V作业电压下作业，在-25～125℃的规模内，TC=3.10 ppm/℃，PSRR=54.6 dB，功耗为0.859 mW。假如要求较低的作业电压，电路能够作业在1.2 V下，功耗为0.36 mW，可是条件是献身必定的温度系数和电源电压按捺比，由于在1.2 V电压下，运放作业安稳性会相对较差。
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