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一种精确地猜测由走漏电流引起的 PLL 基准杂散噪声之简略办法

本文给出了一种简单的模型,可用来在PLL系统中准确地预测由于充电泵和/或运算放大器泄漏电流引起的基准杂散噪声的大小。知道如何预测这类噪声有助于在PLL系统设计的早期明智地选择环路参数。PLL快速回顾锁

本文给出了一种简略的模型,可用来在 PLL 体系中精确地猜测由于充电泵和 / 或运算放大器走漏电流引起的基准杂散噪声的巨细。知道怎么猜测这类噪声有助于在 PLL 体系规划的前期明智地挑选环路参数。

PLL快速回忆

锁相环 (PLL) 是一种负反应体系,将一个相位和频率随温度和时刻改变不行安稳之较高频电路 (一般是一个压控振荡器 VCO) 的相位和频率确认到一个比较安稳和频率较低的电路 (一般是一个温度补偿或恒温晶体振荡器,即 TCXO 或 OCXO) 上。 作为一个黑盒子,PLL 能够看作是一个频率倍增器。

当需求高频本机振荡 (LO) 源时,会运用 PLL。使用实例有许多,包含无线通讯、医疗设备和外表。

图 1 显现了一个用来产生 LO 信号的 PLL 体系根本构件。该 PLL 集成电路 (IC) 一般包含一切时钟分频器 (R 和 N)、相位 / 频率检测器 (PFD) 和充电泵 (用两个电流源 ICP_UP 和 ICP_DN 表明)。

图 1:PLL 根本构件

VCO 输出和基准时钟 (图中是 OCXO 输出) 经过各自的整数分频器 (分别为 N 和 R) 分频后,彼此加以比较。PFD 构件以 fPFD 速率操控充电泵,从或向环路滤波器吸收或供给电流脉冲,以调理 VCO 微调端口 (V_Tune) 的电压,直至两个时钟分频器输出的频率和相位都持平停止。二者的频率和相位持平时,就称为 PLL 确认了。LO 频率与基准频率 fREF 的联系由以下等式确认:

在图 1 中,由于反应分频器 (N 分频器) 只能承受整数值,所以该 PLL 称为整数 N PLL。假如这个分频器既能够承受整数值又能够承受非整数值,那么该环路就称为分数 N PLL。本文仅评论整数 N PLL,分数 N PLL 选用不同的作业机制。

整数 N PLL 的非抱负性

PLL IC 会给体系带来非抱负性,主要是相位噪声和杂散。

相位噪声

图 1 所示 PLL 体系用作基准时钟相位噪声的低通滤波器和 VCO 相位噪声的高通滤波器。低通和高通滤波器的到频率由该 PLL 的环路带宽 (LBW) 决议。抱负的状况是 ,LO 相位噪声跟从被转化为 LO 频率 (即:乘以 N/R) 的基准时钟之相位噪声一直到 LBW,并随后跟从 VCO 的相位噪声。PLL IC 所产生的噪声将使转化区中的相位噪声升高。

图 2 是 PLLWizardTM 产生的相位噪声曲线,PLLWizard 是凌力尔特公司免费供给的 PLL 规划和仿真东西。该图显现了由基准 (“Ref @ RF”) 和 VCO (“VCO @ RF”) 在输出端导致的总输出相位噪声 (“Total”) 和独自的噪声。在赤色椭圆圈标出的区域,能够十分容易地看到该 IC 的噪声。

图 2:赤色椭圆圈标出的区域是 PLL IC 相位噪声区

杂散噪声

图 1 所示电源 (V_OCXO、V_CP 和 V_VCO) 就任何不想要的信号都或许转化成 LO 信号上的杂散噪声。细心规划这些电源可极大地下降乃至消除这些杂散。可是,与充电泵有关的杂散噪声是不可避免的。可是,细心规划 PLL 体系也能够下降这类噪声。这类杂散噪声常称为基准杂散噪声,但此处的基准并不意味着基准时钟频率,而是指的 fPFD。整数 N PLL 产生的 LO 信号在 fPFD 及其谐波处有双边带杂散噪声。

图 3 显现了 2.1GHz LO 信号的频谱。fPFD 为 1MHz (N=2100),基准时钟频率为 10MHz (R = 10)。环路带宽为 40kHz。值得一提的是,由于选用了凌力尔特公司超低噪声和杂散的 PLL IC LTC6945,所以这儿测得了世界级的杂散噪声电平。

图 3:选用凌力尔特公司的 LTC6945 PLL IC 和 RFMD 公司的 UMX-586-D16-G VCO,于 2100MHz LO 信号和 1MHz fPFD 时产生的基准杂散

产生基准杂散的原因

在稳态操作中 PLL 被确认,并且从理论上讲,在每个 PFD 周期中不再需求占用图 1 示出的 ICP_UP 和 ICP_DN 电流源。可是,这么做将在环路呼应中产生一个“死区”,由于在小信号环路增益 (实际上是一个开环) 中存在明显的下降。该死区经过强制 ICP_UP 和 ICP_DN 在每个 PFD 周期中产生极窄的脉冲来消除。此类脉冲一般被称为防反冲脉冲。这会在 fPFD 及其谐波处的 VCO 调谐电压上产生能量重量。由于这些频率在正确规划的 PLL 环路带宽之外,所以负反应无法抵消这些脉冲。然后,VCO 遭到这些能量重量的频率调制 (FM),相关的杂散噪声出现在 fPFD 及其谐波上,一切噪声都以 LO 为中心。

在防反冲脉冲之间,充电泵电流源关断 (三态)。当处于三态时,充电泵有必定的固有走漏电流。在有源环路滤波器中会选用一个运算放大器 (如图 7 所示),该运算放大器的输入偏置和失调电流会引进另一个走漏电流源。这些不想要的电流合起来,无论是供给仍是吸收,都会在环路滤波器两头引起电压漂移,然后在 VCO 调谐电压中引起漂移。负反应环路在每个 PFD 周期中从充电泵引进一个单极性电流脉冲,这样均匀调谐电压就能使 VCO 产生正确频率,然后能够纠正这种异常状况。这些脉冲在 fPFD 上产生能量,如前所述,这也会引起以 LO 为中心的杂散以及 fPFD 和其谐波的频率偏移。

在整数 N PLL 中,由于体系频率步进巨细的要求,常常挑选相对较小的fPFD。这意味着,与 PFD 周期比较,防反冲脉冲宽度极小,尤其是选用现在的高速 IC 技能时。因而,大的走漏电流使得总的充电泵脉冲变成单极性,并且往往是基准杂散噪声的主要原因。这种现象后边将进行更深化的评论。

基准杂散噪声对体系功能的影响

在特定通讯频带中,有多个占用持平带宽的通道。在一切通道中,两个相邻通道中心频率之间的距离是持平的,并且以通道距离表明。由于一些原因,任何两个相邻通道信号强度之间常常有较大改变。

在多通道无线通讯体系中,一种典型状况是,较强的通道与所需求但较弱的通道相邻,如图 4 所示。图中仅显现了其间一个所重视的 LO 基准杂散噪声。

图 4:由基准杂散噪声导致的相邻通道搅扰

在整数 N PLL 中,一般挑选等于通道距离的 fPFD,这意味着基准杂散噪声的方位与 LO 的距离等于通道距离。这些杂散噪声将一切相邻和邻近的通道转化到中频 (fIF) 以及 LO 的中心,将所需求的通道混频到同一频率上。这些不想要的通道,与想要通道中的信号是不相关的,成为叠加到想要信号上的升高噪声层,约束了信噪比。

走漏电流与基准杂散噪声之间的联系

以数学办法猜测 PLL IC的相位噪声巨细相对简略,能够经过核算精确地确认。可是,基准杂散噪声巨细的猜测一直以来都被认为是很杂乱的。本节使用简略的核算,得出一种精确猜测走漏电流导致的基准杂散噪声巨细的办法。

无源环路滤波器举例

一个选用典型无源环路滤波器的 PLL 体系如图 5 所示,其间包含以 I_Leakage 表明的电流源,代表充电泵的走漏电流。假定 PLL 是确认的,那么 I_Leakage 在充电泵关断时,减少了 CP 坚持的电量。当充电泵每PFD 周期接通一次时,ICP_UP 经过加上一个短的电流脉冲,弥补 CP 丢失的电量。反应强制 V_Tune (V_Tune_Avg) 端的均匀电压安稳,然后坚持正确的 LO 频率。图 6 以图形说明晰这个进程。

图 5:选用无源环路滤波器的 PLL 体系,I_Leakage 代表充电泵走漏电流

图 6:CP 经过 I_Leakage 放电,每 PFD 周期再经过 %&&&&&%P_UP 充电

要推导所得杂散噪声,需求对环路安稳性的要求有所了解,首先是 LBW 约束。PLL 体系的 LBW 规划为至少比 fPFD 少 10 倍:

这意味着,PFD 周期为:

为了树立具有很多相位裕度的安稳环路,在环路中刺进一个由图 5 中 RZ 和 CI 组成的零点,方位大约在 1/3 LBW 处。

在最终一个等式顶用 TPFD 代替 LBW,产生

这意味着,PFD 周期几乎是比零点τZ 时刻常数短 5 倍。这表明,在一个 TPFD 周期中 CP 两头产生的纹波大多不会被 CI 看到。闭环带宽 LBW 近似等于开环增益的单位增益交叉点 (unity crossing)。已然该零点坐落环路带宽之内 (坐落开环增益单位增益交叉点的 1/3 处),那么 CI 两头的电压由负反应决议,并且在大多数状况下等于 DC 值。

脚踏实地地讲,在图 6 所示的 PFD 周期中,仅 CP 在放电和充电。

假如用一个安稳电流源 I 给电容器 C 充电和放电,那么经过一段给定的时刻ΔT,该%&&&&&%器两头的电压由以下等式给出:

为了在 LO 端坚持固定输出频率,图 6 中放电周期产生的电压下降等于充电周期的电压上升。也便是:

其间,TCharge 是充电泵电流在每个 PFD 周期作业的时刻。

充电泵电流 I_CP 的巨细一般在 mA 规模,I_Leakage 的巨细一般在 nA 规模,这意味着:

这表明,CP 两头的纹波电压能够用锯齿波表明。

为了研讨这种锯齿波对 LO 信号频谱的影响,并且已然该波形是一种周期函数,那么该锯齿波能够用傅立叶级数 (Fourier Series) 剖析分解成其频率重量:

其间:

其间 n = 1,基频峰值为:

二阶谐波峰值为:

等等。

在图 6 中等于 V_Tune_Avg 的 DC 值依照所要求的 LO 频率由负反应设定。可是,AC 组件经过 VCO 的调谐引脚对 VCO 进行频率调制,调谐灵敏度为 KVCO,成果产生了以 fPFD 为基频的双边带杂散噪声。附录导出了以下等式,稍后会用到这个等式。

由于 fPFD 是基频和最低频率重量,依照规划,至少比开环增益的 0dB 交叉点高 10 倍。在这些 AC 重量的负反应影响是微乎其微。

为了算出基频基准杂散噪声与载波的功率比,设 fm = fPFD、Em = Vpk-Fund 和

就二阶谐波基准

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