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简介
精细模数转化器运用广泛，如仪器仪表和丈量、电力线继电保 护、进程操控、电机操控等。现在，SAR 型ADC 的分辩率可 达18 位乃至更高，采样速率为数MSPS；Σ-Δ 型ADC 的分辩 率则到达24 位乃至32 位，采样速率为数百kSPS。为了充沛 运用高功用ADC 而不约束其才能，用户鄙人降信号链噪声方 面（例如完结滤波器）面对的困难越来越多。
本文评论在ADC 信号链中完结模仿和数字滤波器以便到达最 佳功用所涉及到的规划应战和考虑。如图1 所示，数据收集信 号链能够运用模仿或数字滤波技能，或两者的结合。精细SAR 型和Σ-Δ 型ADC 一般在榜首奈奎斯特区进行采样，因而，本 文将侧重评论低通滤波器。本文的目的不是评论低通滤波器的 详细规划技能，而是评论其在ADC 电路中的运用。
抱负滤波器和实践滤波器
抱负低通滤波器应当具有很陡的过渡带，其通带应具有超卓的 增益平整度，如图2 中的砖墙虚线所示。此外，阻带衰减应将 任何剩余带外信号下降至0。某些常用实践滤波器的呼应如图2 中的五颜六色线条所示。假如通带增益不平整或有纹波，这种呼应 或许会影响基频信号。阻带衰减不是无限的，会约束对带外噪 声的挑选。过渡带也或许没有峻峭的滚降，导致对截止频率周 围的噪声衰减欠安。别的，一切非抱负滤波器都会引进相位延 迟或群推迟。
模仿滤波器与数字滤波器
模仿低通滤波器能够在ADC 转化之前消除信号途径中的高频 噪声和搅扰，协助防止混叠噪声污染信号。它还能消除滤波器 带宽之外的过驱信号的影响，防止调制器饱满。发作输入过压 时，模仿滤波器还能约束输入电流，衰减输入电压。因而，它 能维护ADC 输入电路。叠加于挨近满量程信号上的噪声尖峰 或许会让ADC 的模仿调制器饱满，有必要运用模仿滤波器将其 衰减。
由于数字滤波发作在转化之后，因而能够移除转化进程中注入 的噪声。在实践运用中，采样速率远高于奈奎斯特理论指出的 两倍基频信号频率。因而，后置数字滤波器能够运用针对更高 信噪比和更高分辩率的滤波技能来下降转化进程中注入的噪 声，例如：信号带宽之外的输入噪声、电源噪声、基准源噪声、 数字接口馈通噪声、ADC 芯片热噪声或量化噪声。
表1扼要列出了模仿滤波器与数字滤波器的长处和缺陷。
表1.模仿滤波器与数字滤波器
| 模仿滤波器 | 数字滤波器 | |
| 规划杂乱度 | 高（关于高功用滤波器） | 低 |
| 本钱 | 高（取决于所选模仿元件） | 低（可用CPU时刻） |
| 推迟 | 低 | 高 |
| 加性噪声 | 添加带内元件热噪声 | 量化或许会引进数字噪声 |
| ADC输入维护 | 是 | 否 |
| 可编程 | 否 | 是 |
| 漂移差错 | 是 | 否 |
| 陈化 | 是 | 否 |
| 多通道匹配差错 | 是 | 否 |
模仿滤波器考虑
抗混叠滤波器放在ADC 之前，因而这些滤波器有必要为模仿滤 波器。抱负抗混叠滤波器具有如下特性：通带内具有单位增益， 无增益改变，混叠衰减水平与所用数据转化体系的理论动态范 围共同。
依据架构不同，ADC 会有不同的输入电阻，这会影响输入滤 波器规划。以下考虑联系到ADC 模仿输入滤波器的规划。
与ADC 前端接口的RC 抗混叠滤波器的约束
在Alan Walsh 为Analog Dialogue 杂志编撰的文章”精细SAR 型模数转化器的前端和放大器和RC 滤波器规划” 中，有一个针对AD7980ADC 的RC 滤波器运用示例，如图3 所示。
算出的RC 滤波器是一个低通滤波器，截止带宽为3.11 MHz。 可是，某些规划人员或许会意识到，3.11 MHz 远大于100 kHz 的输入信号频率，因而，该滤波器无法有用下降带外噪声。为 完结更高动态规模，能够换用590 Ω 电阻，以获得100 kHz 的 –3 dB 带宽。这种办法首要有两个问题。由于通带中会有更多 衰减，关于AD7980 ADC 示例，100 kHz 邻近的起伏衰减最高 可达30%，因而，信号链精度会大大下降。带宽越小，则树立 时刻越长，这使得AD7980 的内部采样坚持电容无法在指定的 收集时刻内完结充电，因而无法履行下一次有用转化。这导致 ADC 转化精度下降。
规划人员应当保证ADC 之前的RC 滤波器能在方针收集时刻内 彻底树立。这对需求较大输入电流或具有等效的较小输入阻抗 的精细ADC 来说反常重要。某些Σ-Δ 型ADC 在无缓冲输入模 式下对输入RC 值的要求最高。能够将具有较大电阻或电容的超 窄低通滤波器放在一般具有较大输入阻抗的输入放大器之前。 或许能够挑选具有极高输入阻抗的ADC，例如ADAS3022其 输入阻抗为500 MΩ。
1. 多路复用采样信号链的滤波器树立时刻
在通道间切换时，多路复用输入信号一般含有较大的阶跃。最 差情况下，一个通道处于负满量程，而下一个通道则处于正满 量程（见图4）。这种情况下，当多路复用器切换通道时，输入 阶跃巨细将是ADC 的满量程。
关于这些通道，能够在多路复用器之后运用一个单通道滤波 器，使得规划更简略，本钱更低。如上所述，模仿滤波器必定 会引进树立时刻。每次多路复用器在通道间切换时，该单通道 滤波器都有必要充电到所选通道的值，因而会约束吞吐速率。为 进步吞吐速率，能够在多路复用器之前为每个通道添加一个滤 波器，但这样做会进步本钱。
2. 通带平整度和过渡带约束与噪声的联系
遭受高噪声的运用，尤其是在挨近榜首奈奎斯特区边际处发作 很高搅扰的运用，需求滚降凶猛的滤波器。但是，人们已从实践模仿低通滤波器得知：从低频到高频，幅 度会滚下来，并有一个过渡带。添加滤波器级数或阶数能够改 善带内信号的平整度，并使过渡带收窄。但是，这些滤波器的 规划很杂乱，由于它们对增益匹配十分灵敏，以至于无法完结 数阶的衰减起伏。此外，在信号链中添加任何元件（如电阻或 放大器）都会引进带内噪声。
关于某些详细运用，模仿滤波器规划的杂乱度和功用需求进行 取舍。例如，在选用AD7606的电力线继电器维护运用中，对 于50 Hz/60 Hz 基频输入信号及其相关前五次谐波，维护通道 的精度要求低于丈量通道。维护通道能够运用一个一阶RC 滤 波器，而丈量通道运用二阶RC 滤波器，以便供给更好的带内 平整度和更急剧的滚落过渡。
3. 同步采样的相位推迟和匹配差错
滤波器规划不只仅联系到频率规划，用户或许还需求考虑模仿 滤波器的时域特性和相位呼应。在某些实时运用中，相位推迟 或许十分重要。假如相位随输入频率而改变，那么相位改变将 更糟糕。滤波器的相位改变一般用群推迟来衡量。关于十分数 群推迟，信号会在时刻中分散，导致脉冲呼应变得很差。
关于多通道同步采样运用，例如电机操控或电力线监控中的相 电流丈量，还应考虑相位推迟匹配差错。保证滤波器在多个通 道上引起的额定相位推迟匹配差错能够忽略不计，或许在作业 温度规模的信号链差错预算规模内。
4.低失真和低噪声运用的元件挑选应战
关于低谐波失真和低噪声运用，用户有必要为信号链规划挑选合 乎要求的元件。模仿电子元件不是彻底线性的，会引起谐波失 真。Walsh 的文章中评论了怎么挑选低失真放大器和怎么核算 放大器噪声。放大器等有源元件需求低THD + N，一起也要考 虑一般电阻和电容等无源元件的失真和噪声。
电阻的非线性有两个来历：电压系数和功率系数。依据详细应 用，高功用信号链或许需求运用由特定技能制作的电阻，如薄 膜或金属电阻。假如挑选不妥，输入滤波电容或许会形成明显 失真。假如本钱预算答应，聚苯乙烯和NP0/C0G 陶瓷电容是 很好的备选元件，能够改进THD。
除放大器噪声外，电阻和电容也会有电子噪声，后者是由处于 均衡态的电导体内部的电荷载子的热扰动发生的。RC 电路的 热噪声有一个简略的表达式，电阻R 是满意滤波要求所需求 的，一起R 越高，相应的热噪声也越大。RC 电路的噪声带宽 为1/(4RC)。
除放大器噪声外，电阻和电容也会有电子噪声，后者是由处于 均衡态的电导体内部的电荷载子的热扰动发生的。RC 电路的 热噪声有一个简略的表达式，电阻R 是满意滤波要求所需求 的，一起R 越高，相应的热噪声也越大。RC 电路的噪声带宽 为1/(4RC)。
kB (玻尔兹曼常数) = 1.38065 × 10–23m2kgs–2K–1
T 为温度 (K)
f 为砖墙滤波器近似带宽
图6 显现在eval-AD7960FMCZ评价板上，NP0 电容和X7R 电容对THD 功用的影响：(a) 显现一个10 kHz 正弦波信号音 的频谱，C76 和C77 为1 nF 0603 NP0 电容，而 (b) 显现运用 1 nF 0603 X7R 电容时的频谱。
图6.在eval-AD7960FMCZ 评价板上NP0 和X7R 电容对THD 的影响
了解前面的规划考虑之后，便可运用ADI 公司的模仿滤波器导游规划有源模仿滤波器。它会依据运用要求核算电容和电阻值，并挑选适宜的放大器。
数字滤波器考虑
SAR 型和Σ-Δ 型ADC 正在稳步完结更高的采样速率和输入带 宽。以两倍奈奎斯特速率对一个信号过采样，会将ADC 量化 噪声能量均匀分散到两倍频段中。这样便很简略规划数字滤波 器来约束数字化信号的频带，然后经过抽取来供给所需的终究 采样速率。这种技能可下降带内量化差错并进步ADC SNR。 它还能放宽滤波器滚降要求，然后减轻抗混叠滤波器的压力。 过采样下降了对滤波器的要求，但需求更高采样速率ADC 和 更快的数字处理。
1. 对ADC 运用过采样速率所获得的实践SNR 改进
运用过采样和抽取滤波器所获得的SNR 改进，可从N 位ADC 的 理论SNR 求得：SNR = 6.02 × N + 1.76 dB + 10 × log10[OSR]， OSR = fs/(2 × BW)。留意：此公式仅适用于只存在量化噪声的 抱负ADC。
还有许多其他要素会将噪声引进ADC 转化代码中。例如：信 号源和信号链器材的噪声，芯片热噪声，散粒噪声，电源噪声， 基准电压噪声，数字馈通噪声，以及采样时钟颤动引起的相位 噪声。这种噪声或许会均匀分布在信号频段中，表现为闪耀噪 声。因而，实践完结的ADC SNR 改进起伏一般低于用公式计 算出的值。
2. eval-AD7960FMCZ 评价板上运用过采样完结的动态改进
在运用笔记AN-1279 中，256×过采样下18 位AD7960 ADC 的 实测动态规模为123 dB。这是用于高功用数据收集信号链，如 光谱分析、磁共振成像 (MRI)、气相色谱分析、振荡、石油/ 天然气勘探和地震体系等。
如图8 所示，与理论SNR 改进起伏核算比较，测得的过采样 动态规模低1 dB 至2 dB。原因是来自信号链器材的低频噪声 约束了整体动态规模功用。
图8.OSR 256 时的动态规模改进
3. 充沛运用SAR 型和Σ-Δ 型ADC 中的集成数字滤波器
数字滤波器一般坐落FPGA、DSP 或处理器中。为了削减体系 规划作业，ADI 公司供给了一些集成后置数字滤波器的精细 ADC。例如，AD7606 集成了一个一阶后置数字sinc 滤波器用 于过采样。它很简略装备，只需上拉或下拉OS 引脚。Σ-Δ 型 ADC AD7175-x 不只有传统sinc3 滤波器，还有sinc5 + sinc1 和增强型50 Hz/60 Hz 按捺滤波器。AD7124-x 供给快速树立模 式（sinc4 + sinc1 或sinc3 + sinc1 滤波器）功用。
4.多路复用采样ADC 的推迟取舍
推迟是数字滤波器的一个缺陷，它取决于数字滤波器阶数和主 时钟速率。关于实时运用和环路呼应时刻，应当约束推迟。数 据手册所列的输出数据速率是指在单一通道上履行接连转化 时转化成果有用的速率。当用户切换到另一通道时，树立Σ-Δ 调制器和数字滤波器还额定需求些时刻。与这些转化器相关的 树立时刻是指通道改变之后输出数据反映输入电压所需的时 间。通道改变之后，为准确反映模仿输入，有必要铲除数字滤波 器中与前一模仿输入相关的悉数数据。
曾经，Σ-Δ 型ADC 的通道切换速度比数据输出速率要小得多。 因而，在多路复用数据收集体系等切换运用中，有必要理解：获 得转化成果的速率要比对单一通道接连采样时可到达的转化 速率低好几倍。
ADI 公司的某些新式Σ-Δ ADC（如AD7175-x）内置优化的数字 滤波器，可削减通道切换时的树立时刻。AD7175-x 的sinc5 + sinc1 滤波器首要用于多路复用运用，在10 kSPS 和更低的输出 数据速率时，可完结单周期树立。
5.数字滤波器经过抽取防止混叠
许多文章都评论过，过采样频率越高，模仿滤波器规划就越容 易。当采样速率高于满意奈奎斯特原则所需的速率时，便可使 用较简略的模仿滤波器来防止遭到极高频率所发生的混叠影 响。很难规划一个能够衰减所需频段而不失真的模仿滤波器， 但很简略规划一个运用过采样按捺较高频率的模仿滤波器。这 样便很简略规划数字滤波器来约束转化信号的频带，然后经过 抽取来供给所需的终究采样速率，但又不会损失所需信息。
施行抽取之前，需求保证这种从头采样不会引进新的混叠问 题。抽取之后，保证输入信号契合奈奎斯特关于采样速率的 理论。
eval-AD7606/eval-AD7607/eval-AD7608EDZ 评价板能够每 通道200 kSPS 的速率运转。鄙人面的测验中，装备其采样速率为 6.25 kSPS，过采样比为32。然后，将一个3.5 kHz –6 dBFS 正弦 波施加于AD7606。图9 显现2.75 kHz (6.25 kHz – 3.5 kHz) 处有 一个–10 dBFS 混叠镜像。因而，若ADC 之前没有合格的抗混叠 模仿滤波器，当运用过采样时，数字滤波器就或许会由于抽取而 引起混叠镜像。应运用模仿抗混叠滤波器来消除这种叠加于模仿 信号上的噪声尖峰。
定论
本文评论的应战和考虑可协助规划人员规划出有用的滤波器 以完结精细收集体系的方针。模仿滤波器有必要在不违背体系误 差预算的条件下与SAR 型或Σ-Δ 型ADC 的非抱负输入结构接 口，数字滤波器不应在处理器端引起差错。这不是简略的使命， 有必要在体系标准、呼应时刻、本钱、规划作业量和资源等方面 做出权衡。
