1. 导言
DAC34H84 是一款由德州仪器（TI）推出的四通道、16 比特、采样 1.25GSPS、功耗1.4W高功能的数模转换器。支撑625MSPS 的数据率，可用于宽带与多通道体系的基站收发信机。
因为无线通信技能的高速开展与各设备商基站射频拉远单元（RRU/RRH）多种制式渠道化的要求，现在收发信机单板支撑的发射信号频谱越来越宽，而中频频率一般没有相应进步，所以中频发射DAC 宣布中频（IF）信号的二次谐波（HD2）或中频与采样频率 Fs混叠发生的信号（Fs-2*IF）离主信号也越来越近，因而这些非线性杂散越来越难被外部模仿滤波器滤除。这些杂散信号会下降发射机的SFDR 功能，优化DAC 输出的二次谐波功能也就变得越来越重要。
2. 二次谐波的发生
在抱负状况下，DAC 的输出状况发生变化时，它应该从当时值直接跳变到希望的新值。可是实践受骗DAC 输出状况改动时，如下图所示，是或许会引起过冲与下冲现象的。
图1 DAC 输出状况切换
这种现象是由 DAC 内部电流源相邻走线的互容效应以及状况变化时内部开关切换不同步引起的。
互容效应会在电流源线路上引进相邻线路的电流，构成串扰然后构成过冲或下冲脉冲。
图2 Three bit binary DAC
如上图所示，以3 bit 的 binary DAC 为例，在进行代码 011 到 100 状况切换时，需求一起切换 3 个电流源开关，此刻就或许会发生上述过冲与下冲现象。
图 3 脉冲对正弦信号的影响
这些过冲与下冲脉冲将会发生 DAC 输出信号的谐波。以正弦波二次谐波的发生为例，如上图所示 DAC 在成形正弦信号时，由过冲与下冲效应引起的脉冲信号数量在一个周期内正好是两次，然后发生了此正弦信号的二次谐波。
改进 DAC 二次谐波功能的办法首要有两种：1.经过 DAC 模仿输出端合理的 PCB布局来优化。2.运用数字预失真算法发生一个起伏相同，相位相差180 度的信号来抵消 DAC的谐波。本文首要介绍榜首种办法。
DAC 的 HD2 功能可以经过杰出的 PCB走线布局来优化。现在的 RRU收发信机选用的都是DAC+IQ 调制器的解决方案。DAC 的模仿输出端口与IQ 调制器的模仿输入端口之间的 PCB布局会直接影响体系的线性功能。假如具有杰出的PCB 走线布局，DAC+IQ 调制器的谐波功能会相对独自的 DAC 有所进步。
PCB 布局在为了满意等长线要求时，通常会选用多个接连U 字的蛇型绕线法。这些 U字形在高中频时会构成互感效应。此外 DAC 的模仿输出端口与IQ 调制器的模仿输入端口电阻的方位会影响阻抗接连性，然后引起回波。以上两个效应都会影响DAC 的谐波功能。
DAC 的 2 次冲击呼应模型如下：
h(t) =A + B*x(t) + C*x²(t)
假定经过 DAC I+路的信号为 x(t)=k*cos(ωt)
那么 h(t) = A + Bk*cos(ωt) + Ck*cos²(ωt)
= A + Bk*cos(ωt) + Ck* [cos(2ωt)+1]/2
= A + 0.5*Ck + Bk*cos(ωt) + 0.5*Ck* cos(2ωt)
2 次谐波可以标明为0.5*Ck* cos(2ωt)
2 次谐波的回波为 Dk*cos(2ωt+φ)
= Dk*[cos(2ωt)cosφ – sin(2ωt)sinφ]
总 2 次谐波表达式为 k(0.5*C+D*cosφ) cos(2ωt) – Dk*sin(2ωt)sinφ
多通道 DAC 的一切通道的 C、k 与ω是相同的，不相同的是由PCB布局阻抗不接连与互感效应引起的回波幅值D 与回波相位φ。它们带来了HD2 功能的差异性。
3. DAC34H84 模仿输出接口PCB 布局主张
合适 DAC34H84 的 IQ 调制器为 TRF3705，它具有高线性功能，其OIP3 功能高达 30dBm。为了充分发挥 DAC34H84 的线性功能，供给更好的 HD2 功能与 HD2 一致性。主张的DAC34H84+TRF3705体系 PCB 布局如下：
图 4 DAC34H84+TRF3705引荐 PCB布局
（1） 图中赤色圈内为 DAC34H84 模仿输出端电阻，将它们放置得离 DAC34H84 的模仿输出 pin脚尽或许的近。
（2） 图中四个蓝色圈内为 IQ 调制器 TRF3705 的信号输入端电阻，将它们放置得离 TRF3705 输入pin脚尽或许的近。
这么做的原因是为了坚持阻抗的接连性。果当DAC 模仿输出端与 IQ 调制器信号输入端的 50Ω电阻离端口间隔3 英寸（360ps）时仿真结如下：
当 DAC 模仿输出端与IQ 调制器信号输入端的 50Ω电阻紧贴端口时，其仿真成果如下：
经过以上仿真比照可以得出，将端口电阻放置到离端口越近的方位，阻抗就越均衡，信号质量也就越高（以上信号质量仿真引用于”DAC3484 TRF3705 interface termination，Hsia Kang”）。
（3） 除 DAC34H84 模仿输出走等长差分线以外，图中绿线所指的 DAC34H84 的两对 I 路与 Q 路也需求走等长线，并且在绕线时尽或许的不要一向接连运用 U 字型绕线，以此来确保 I路与 Q 路的相位平衡并削减不必要的互感效应。
（4） DAC34H84 与 TRF3705 之间的走线尽或许的不要经过过孔，各个模仿通道坚持在 PCB 的同一层，以防止过孔引进的寄生电容。
（5） 图中 1:1 作为传输线运用的巴伦理论上可以进步 PCB 走线的阻抗接连性，然后供给更优的谐波功能。假如严厉依照主张（1）、（2）、（3）、（4）进行了 PCB 布局，此巴伦的效果在中频低于200MHz 时就不显着了，假如空间不行可以移除。
以上办法会供给更好的IQ 平衡与阻抗接连性，减小 PCB 走线寄生%&&&&&%、起伏与相位差错以及耦合与互感效应，然后进步DAC34H84+TRF3705 输出体系的线性。
经过很多比照测验标明，严厉依照上述主张进行PCB 布局的 DAC34H84+TRF3705 评价板的HD2 功能会比未严厉依照上述主张进行PCB 布局的评价板的 HD2 功能优化 3 至 6dB。HD3、HD5、HD7 也有着不同程度的优化。
4. 定论
经过合理的PCB布局，可以充分发挥 DAC34H84+TRF3705 体系的线性功能。其二次谐波功能会优化至少3dB,使其在超宽带渠道化体系与要求最为严厉的多载波 GSM 体系中愈加具有优势。
5. 参考文献
DAC34H84 datasheet，2011 年 9 月修订版，Texas Instruments Inc。
TSW30H84EVM PCB layout,2011 年 9 月，Texas Instruments Inc。
DAC3484 TRF3705 interface termination，2011年 6月，Hsia Kang，Texas Instruments Inc。
