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ADI:高速差分 ADC 驱动器规划攻略

文章转自ADI官网,版权归属原作者所有 作为应用工程师,我们经常遇到各种有关差分输入型

文章转自ADI官网,版权归属原作者一切

作为运用工程师,咱们常常遇到各种有关差分输入型高速模数转化器(ADC)的驱动问题。事实上,挑选正确的ADC驱动器和装备极具挑战性。为了使鲁棒性ADC电路规划多少简略些,咱们汇编了一套通用"路障"及处理计划。本文假定实践驱动ADC的电路—也被称为ADC驱动器或差分放大器—能够处理高速信号。

导言

大大都现代高功用ADC运用差分输入按捺共模噪声和搅扰。由于选用了平衡的信号处理方式,这种办法能将动态规模进步2倍,然后改进体系整体功用。尽管差分 输入型ADC也能承受单端输入信号,但只需在输入差分信号时才干获得最佳ADC功用。ADC驱动器专门规划用于供给这种差分信号的电路—能够完结许多重要的功用,包含起伏调整、单端到差分转化、缓冲、共模偏置调整和滤波等。自从推出 AD8138,1 今后,差分ADC驱动器已经成为数据收集体系中不可或缺的信号调度元件。

Figure 1
图1:差分放大器

图1是一种根本的彻底差分电压反应型ADC驱动器。这个图与传统运放的反应电路有两点差异:差分ADC驱动器有一个额定的输出端(VON)和一个额定的输入端(VOCM)。当驱动器 与差 分 输入型ADC衔接时,这些输入输出端能够供给很大的灵活性。

与单 端 输出相反,差 分ADC驱动器发生平衡的差分输出信号—相关于VOCM—在VOP与VON之间。这儿的P指的是,N指的是。VOCM输入信号操控输出共模电压。只需输入与输出信号处于规则规模内,输出共模电压必定等于VOCM输入端的电压。负反应和高开环增益致使放大器输入端的电压VA+和VA-实质上持平。

为了便于后边的评论,需求清晰一些界说。假如输入信号是平衡信号,那么VIP和VIN相关于某个公共参阅电压的起伏应该是持平的,相位则相反。当输入信号是单端信号时,一个输入端是固定电压,另一个输入端的电压相对这个输入端改动。无论是哪种状况,输入信号都被界说为 VIP VIN

差模输入电压VIN, dm和共模输入电压VIN, cm的界说见公式1和公式2。

Equation 1-2
    (1, 2)

尽管这个共模电压的界说运用于平衡输入时很直观,但对单端输入相同有用。

输出也有差模和共模两种,其界说见公式3和公式4。

Equation 3-4
    (3, 4)

需求留意实践的输出共模电压VOUT, cm和VOCM输入端之间的差异,这个差异决议了输出共模电平。

对差分ADC驱动器的剖析比对传统运放的剖析要杂乱得多。为了简化代数表达式,暂时界说两个反应系数β1和β2,见公式5和公式6。

Equation 5-6
    (5, 6)

在大大都ADC驱动运用中 β1 = β2, 但含有 VIP, VIN, VOCM, 1和2项的VOUT, dm通用闭环公式关于了解β失配对功用的影响十分有用。VOUT, dm的核算见公式7,其间包含了与频率相关的放大器有限开环电压增益A(s)。

Equation 7
    (7)

当 β1 ≠ β2, 差分输出电压取决于VOCM—这不是抱负的成果,由于它发生了偏移,而且在差分输出中有过大的噪声。电压反应架构的增益带宽积是常数。风趣的是,增益带宽积中的增益是两个反应系数平均值的倒数。

当 β1 = β2 ≡ | β, 公式7能够被简化为公式8。

Equation 8
    (8)

这个表达式我们或许愈加了解。 当 A(s) → ∞. 抱负的闭环增益能够简化为RF/RG 增益带宽乘积公式看起来也很了解,其间的"噪声增益 "与传统运放相同,等于1/β。

反应系数匹配的差分ADC驱动器的抱负闭环增益见公式9。

Equation 9
    (9)

输出平衡是差分ADC驱动器的一个重要功用目标,它分两个方面:起伏平衡和相位平衡。起伏平衡用于衡量两个输出在起伏方面的挨近程度,关于抱负放大器来说它们是彻底一致的。输出相位平衡用于衡量两个输出的相位差与180°的挨近程度。输出起伏或相位的任何失衡都会在输出信号中发生有害的共模重量。输出平衡差错(公式10)是差分输入信号发生的输出共模电压与相同输入信号发生的输出差模电压的对数比值,单位是dB。

Equation 10
    (10)

内部共模反应环路迫使VO U T, cm等于输入端VOCM的电压,然后到达完美的输出平衡。

将输入端接到ADC驱动器

处理高速信号的体系常常会用到ADC驱动器。分隔间隔超 过信号波长一小段的器材之间有必要用具有受控阻抗的电气传输线衔接,以防止损坏信号完好性。当传输线的两头用其特征阻抗端接时能够获得最佳功用。驱动器一般放在挨近ADC的当地,因此在它们之间不要求运用受控阻抗衔接。但到ADC驱动器输入端的引进信号衔接一般很长,有必要选用正确电阻端接的受控阻抗衔接。

不管是差分仍是单端,ADC驱动器的输入阻抗有必要大于或等于抱负的终端电阻值,以便添加的终端电阻RT能与放大器输入端并联到达要求的电阻值。本文评论的比如中的一切ADC驱动器都规划成具有平衡的反应比,如图2所示。

Figure 2
图2:差分放大器的输入阻抗

由于两个放大器输入端之间的电压被负反应驱动到零,因此两个输入端处于衔接状况,差分输入阻抗RIN就简略地等于2×RG。为了匹配传输线阻抗RL,需求将由公式11核算得到的电阻RT跨接在差分输入端。图3给出了典型的电阻值,其间 RF = RG = 200 Ω, 抱负的 RL, dm = 100 Ω, and RT = 133 Ω.

Equation 11
    (11)
Figure 3
图3:匹 配100Ω传输线。

单端输入的端接愈加费事。图4描绘了选用单端输入和差分输出的ADC驱动器作业原理。

Figure 4
图4:选用单端输入的ADC驱动器比如。

尽管输入是单端的,但 VIN, dm 等于 VIN. 由于电阻RF和RG是持平和平衡的,因此增益是1,而且差分输出 VOP – VON, 等于输入,即 4 V p-p. VOUT, cm = VOCM = 2.5 V ,而且从下方的反应电路能够看出,输入电压 VA+ 和 VA– 等于 VOP/2.

依据公式3和公式4, VOP = VOCM + VIN/2, 即2.5V±1V的同相摆幅; VON = VOCM – VIN/2, 即2.5V±1V的反相摆幅。这样,VA+ 和 VA– 的摆幅等于 1.25V±0.5V。 The 有必要由 VIN 供给的电流沟通重量等于 (2 V – 0.5 V)/500 Ω = 3 mA, 因此到地的电阻有必要匹配,从 VIN, 看过去为 667 Ω.

当每个环路的反应系数都匹配时,公式12便是核算这个单端输入电阻的通式,其间RIN, se是单端输入电阻。

Equation 12
    (12)

这是核算完结电阻的起点。但是值得留意的是,放大器增益公式依据零阻抗输入源的假定。由于存在单端输入形成的不平衡而有必要加以匹配的重要源阻抗只会添加上面RG的阻值。为了坚持平衡,有必要添加下面RG的阻值来完结匹配,但这会影响增益值。

尽管能够为处理端接单端信号问题而选用一个关闭方式的处理计划,但一般运用迭代的办法。鄙人面的比如中这种需求将变得很明显。

在图5中,为了坚持低的噪声,要求单端到差分增益为1,输入完结电阻为50Ω,反应和增益电阻值在200Ω左右。

依据公式12能够算出单端输入电阻为267Ω。公式13标明,并联电阻RT应等于61.5Ω,才干将267Ω输入电阻减小至50 Ω.

Figure 5
图5:单端输入阻抗
Equation 13
    (13)

图6是带源电阻和终端电阻的电路。带50Ω源电阻的源开路电压为2Vp-p。当源用50Ω端接时,输入电压减小到1V p-p,这个电压也是单位增益驱动器的差分输出电压。

Figure 6
图6:带源电阻和终端电阻的单端电路。

这个电路初看起来十分完好,但不匹配的61.5Ω电阻与50Ω的并联并添加到了上面的RG电阻,这就改动了增益和单端输入电阻,而且形成反应系数失配。在低增益状况下,输入电阻的改动很小,暂时能够疏忽,但反应系数依然有必要匹配。处理这个问题的最简略办法是添加下面RG的阻值。图7是一种Thévenin等效电路,其间上方的并联组合用作源电阻

Figure 7
图7:输入源的Thévenin等效电路

有了这种代替计划后,就能够将2 7. 6Ω的电阻RTS添加到下面的环路中完结环路反应系数的匹配,如图8所示。

Figure 8
图8:平衡的单端端接电路

留意,1.1V p -p的Thévenin电压要大于1V p-p的正确端接电压,而每个增益电阻添加了2 7. 6Ω,降低了闭环增益。关于大电阻(>1kΩ)和低 增 益(1或2)来说这些相反的效应根本抵消,但关于小电阻或较高增益来说并不能彻底抵消。

图8所示电路现在剖析起来就很简略了,其间的差分输出电压能够用公式14核算。

Equation 14
    (14)

差分输出电压并不彻底等于抱负的1Vp-p,但能够经过修正反应电阻完结终究独立的增益调整,如公式15所示.

Equation 15
    (15)

图9是用规范1%精度电阻完结的完好电路。

Figure 9
图9:完好的单端端接电路。

调查: 参阅图9,驱动器的单端输入电阻RI N, s e由于RF和RG的改动而改动。驱动器上端环路的增益电阻是200Ω,下端环路的电阻是 200 Ω + 28 Ω = 228 Ω 。在不同增益电阻值的状况下核算RI N, s e首要要求核算两个β值,见公式16和公式17。

Equation 16
    (16)
Equation 17
    (17)

输入电阻RIN, se的核算见公式18。

Equation 18
    (18)

这个值与本来核算的267Ω稍有不同,但对RT的核算没有明显的影响,由于RIN, se与RT是并联的联系。

假如需求更准确的整体增益,能够运用更高精度或串联的可调电阻。

述的单次迭代办法十分合适闭环增益为1或2的场合。增益越高,RTS的值越挨近RG值,用公式18核算的RIN, se值与用公式12核算的RIN, se值之间的差异就越大。在这些状况下要求选用屡次迭代。

屡次迭代并不难完结:最近ADI公司发布的可下载的差分放大器核算东西, ADIsimDiffAmp™ (参阅文献2)和 ADI Diff Amp Calculator™(参阅文献3)足以担当此任,它们能在几秒内完结上述核算。

输入共模电压规模

输入共模电压规模(ICMVR)规则了正常作业状况下能够施加于差分放大器输入端的电压规模。在这些输入端上出现的电压能够被称为ICMV、Vacm或VA±。这个ICMVR目标常常被误解。最常遇到的难题是确认差分放大器输入端的实践电压,特别是相关于输入电压而言。知道变量VIN, cm、β和VOCM的值后,当β不持平时运用通式19、当β持平时运用简化公式20就能够核算出放大器的输入电压(VA±)。

Equation 19
    (19)
Equation 20
    (20)

记住VA始终是按份额缩小的输入信号,这一点十分有用(见图4)。不同的放大器类型有不同的输入共模电压规模。ADI公司的高速差分ADC驱动器有两种输入级装备,即中心型偏移型。中心型ADC驱动器的输入电压离每个电压轨有约1V的间隔(因此叫中心型)。而偏移型输入级添加了两个晶体管,答应输入端电压摆幅更挨近–VS轨。图10是一个典型差分放大器(Q2和Q3)的简化输入原理图。

Figure 10
图10:具有偏移型ICMVR的简化差分放大器。

偏移型输入架构答应差分放大器处理双极性输入信号,即便放大器是选用单电源供电,因此这种架构十分合适输入是地或地电平以下的单电源运用。在输入端添加的PNP晶体管(Q1和Q4)能够将差分对的输入电压向上偏移一个晶体管的Vbe电压 。例如,当-IN端电压为-0.3V时,A点电压将为0.7V,答应差分对正常作业。没有PNP(中心型输入级)时,A点的-0.3V电压将使NPN差分对处于反向偏置状况,因此无法正常作业。

表1供给了ADI公司ADC驱动器的大都目标一览表。对这张表大略一看就能发现哪些驱动器具有偏移型ICMVR,哪些没有。

表1:高速ADC驱动器的目标。

ADC驱动器ICMVRVOCMADC Noise Budget at 10 Gain of Oversampling Analog Front End
供电电压供电电压输出摆幅(V)ISUPPLY (mA)
产品型号带宽(MHz)压摆率(V/µs)噪声(nV)±5 V
±5 V±3.3 V
±3 V
±5 V±5 V
±3.3 V
±3 V
AD813236010008–4.7 to +30.3 to 30.3 to 1.30.3 to 1±3.61 to 3.70.3 to 1±112
AD8137764508.25–4 to +41 to 41 to 2.31 to 2±41 to 41 to 2.31 to 2RR3.2
AD813832011505–4.7 to +3.40.3 to 3.2±3.81 to 3.8±1.420
AD81394108002.25–4 to +41 to 4±3.51.5 to 3.5RR24.5
ADA4927-1/

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