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ADI:避免开关转换器输出浪涌引发的发动问题

文章转自ADI官网,版权归属原作者所有 摘要在要求降低输出噪声的应用中,由于输出浪涌过

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摘要

在要求下降输出噪声的运用中,由于输出浪涌过大,开关转化器或许会遇到推迟发动的问题,或许或许底子无法发动。输出滤波器规划不妥引起的输出浪涌电流及其影响,能够经过添加软发动时刻、进步开关频率或减小输出电容来下降。本文介绍一些有用规划考虑事项,以防止输出浪涌过大引发发动问题。

简介

许多开关转化器规划是由苛刻的输出噪声要求驱动的。对低输出噪声的需求促进规划人员加大输出滤波,例如在输出端运用多个电容。跟着输越轨上电容的添加,过大浪涌电流或许会给发动进程形成问题,导致电感饱满或损坏功率开关。

不同于开关控制器,单片开关稳压器的功率开关在芯片内部。这关于负载点开关转化器运用而言是一种抱负方法,由于它具有更小的PCB尺度和更好的栅极驱动电路规划等长处。这意味着,为了防止损坏开关和稳压器芯片自身,过流维护是有必要的。双通道、高功能DC-DC单芯片开关稳压器 ADP5070 便是一个比如,如图1所示。

Figure 1
图1. 选用ADP5070稳压器的开关转化器

在输出过载情况下或发动时会有大电流流过内部开关的情况下,为防止电路受损,开关稳压器制造商在单芯片开关稳压器上会选用不同的限流技能。虽然存在限流维护,开关稳压器仍或许无法正常作业,尤其是在发动期间。例如,打嗝形式用作限流维护手法时,在初始上电期间,输出电容仍处于彻底放电情况,开关稳压器或许进入打嗝形式,导致发动时刻延伸或或许底子不发动。除负载外,输出电容或许会引起过大的浪涌电流,导致电感电流升高并抵达打嗝形式限流阈值。

过流维护计划

开关转化器内部集成功率开关,使限流维护成为根本功能。常用限流计划有三种:恒流限流、折返限流和打嗝形式限流。

恒流限流

关于恒流限流计划,当发作过载情况时,输出电流坚持安稳值(ILIMIT)。因而,输出电压会下降。这种计划经过逐周期限流完结,运用流经功率开关的峰值电感电流信息检测过载情况。

Figure 2
图2. 逐周期恒流限流

图2显现了在峰值限流计划中,一个降压转化器在正常和过载情况下的典型电感电流。在过载情况期间,如ILIMIT所示,当检测到的峰值电流大于预订阈值时,开关周期停止。

在恒流限流计划中,输出电流坚持在ILIMIT,导致稳压器功耗很高。此功耗会导致结温升高,或许超越热限值。

折返限流

折返限流计划部分处理了恒流限流的问题,在毛病或过载情况下有助于将晶体管坚持在安全作业区域。图3比较了恒流和折返限流两种计划的VOUT与IOUT呼应曲线。与恒流限流相反,输出电流(IOUT)的减小下降了功耗,然后下降了开关转化器的热应力。

Figure 3
图3. 恒流和折返两种计划的VOUT与IOUT曲线

该计划的缺陷是不能彻底自康复。由于其折返特性,而且取决于负载性质,一旦抵达或超越限流阈值,作业点或许落入趋向短路作业点的折返区域。这将需求断电重启器材或从头使能器材,使其康复正常作业情况。

打嗝形式限流

在打嗝形式限流计划中,转化器开关进入一系列突发短脉冲,然后是睡觉时刻,"打嗝"称号正是由此而来。一旦发作过载情况,开关转化器即进入打嗝形式,其间的睡觉时刻是指开关断开预订时刻。睡觉时刻结束时,开关转化器将测验从软发动情况从头发动。假如限流毛病已铲除,器材将康复正常作业,不然从头进入打嗝形式。

打嗝形式限流计划克服了上面评论的两种过流维护的缺陷。首要,它处理了散热问题,由于睡觉时刻下降了均匀负载电流,使转化器得以冷却。其次,一旦过载条件消除,器材便能平稳地主动康复。

可是,假如发动进程中打嗝形式检测处于激活情况,则或许会呈现一些问题。除负载电流外,过大浪涌电流或许会导致电感电流超出限流阈值,然后触发打嗝形式,阻挠转化器发动。例如,ADP5071的反相稳压器的负输出装备为-15 V输出电压、100 mA输出电流和大约63 μF的总输出电容,由3.3 V电源供电后不会发动。如图4所示,由于大输出浪涌电流触发限流阈值,负轨处于打嗝形式。电感电流峰值抵达1.5 A左右,超越了约1.32 A的典型限流阈值。

Figure 4
图4. 打嗝形式下的ADP5071反相稳压器

别的,假如由于输出电容较大而引起浪涌过大,转化器的发动时刻或许会意外变长,如图5所示。

Figure 5
图5. ADP5070反相稳压器推迟发动

开关变换器中的电感电流

电感均匀电流

在非阻隔式开关转化器中,电感的方位决议转化器的拓扑结构。输入和输出之间有一个共用参阅地,电感方位只要三个或许的不同轨:输入、输出和接地轨。

图6显现了这三种根本开关拓扑结构。当电感坐落输越轨时,拓扑结构为降压型。当电感坐落输入轨时,拓扑结构为升压型。当电感坐落接地轨时,拓扑结构为反相升降压型。

Figure 6
图6. 根本开关拓扑结构

在稳态条件下,由于电容上的均匀电流为零,所以输越轨上的均匀电流(IOUTRAIL)必定等于输出电流。关于降压拓扑,IL-AVE = IOUT。但关于升压和反相升降压型拓扑,ID-AVE = IOUT

关于升压和反相升降压型拓扑,电流仅在开关关断期间流过二极管。因而在开关断开期间,ID-AVE = IL-AVE。要核算相关于输出电流的均匀电感电流,请参阅图7。关断时刻内绿色矩形区域是均匀二极管电流ID-AVE,其高度等于IL-AVE,宽度等于TOFF。此电流悉数抵达输出端,因而能够转化成均匀宽度为T、高度为IOUT的矩形区域。

Equation 1
Figure 7
图7. 升压型或反相升降压型的二极管电流

表1是对均匀电感电流IL-AVE和开关占空比D的总结。依据这些公式,当输入电压处于最小值以供给最大占空比时,而且当输出电流处于最大值时,电感电流将处于最大值。

表1. 均匀电感电流和占空比电感电流峰值
拓扑结构电感电流占空比
降压型Table 1 Equation 1Table 1 Equation 3
升压型 Table 1 Equation 2 Table 1 Equation 4
反相升降压型Table 1 Equation 5 

电感电流峰值

图8显现了升降压逆变器在稳态条件和接连导通作业形式下的电感电压和电流波形。关于任何开关拓扑结构,电感电流纹波量(ΔIL)都能够依据抱负电感公式2得出。

Figure 8
图8. 电感电流的"摆幅"
Equation 2

在电感电流为三角形且呈现安稳改动率(因而有安稳感应电压)的开关转化器运用中,(ΔIL/Δt)能够用在电感公式中,从头整理的公式3中就这一项。电感电流纹波由施加到电感的伏秒和电感值决议。

Equation 3

开关导通时刻很简单与占空比和开关频率相联系,如公式4所示。因而,在后面的公式中在开关导通期间运用伏秒乘积要比开关关断期间更便当。

Equation 4

表2总结了三种不同拓扑结构中的电感电流纹波。公式3中的伏秒乘积项tON被公式4替代,VL-ON项被电感上的感应电压(取决于拓扑结构)替代。

表2. 电感电流纹波
拓扑结构电感电流纹波
降压型Table 2 Equation 1
升压型Table 2 Equation 2
升降压型

回忆图8中的稳态电感电流,可观察到,电感电流均匀值刚好坐落斜坡的几许中心,或波形摆幅的ΔIL/2点处。因而,电感电流峰值等于电感电流均值与电感电流纹波的一半之和,如公式5所示。

Equation 5

电容浪涌电流

公式6界说了电容的充电电流或位移电流。它指出,流经一个电容的电流对应于该电容上的电压改动率。

Equation 6

选择开关转化器的输出电容值时,应考虑电容充电电流。发动时,假定电容电压等于零或没有电荷,输出电容开端充电,罗致的电流取决于总电容和电容电压改动率,直至电容电压抵达安稳情况。

开关转化器中输出电压的上升是一个斜率安稳的受控斜坡,因而改动率方程能够简化,如公式7所示。输出电压(ΔV)的改动对应于稳态输出电压,Δt对应于发动期间输出抵达最终值所需的时刻,或一般称为软发动时刻。

Equation 7

假如输出电容(COUT)过大或软发动时刻较短,则稳压器需求的电流ICAP或许太高,导致转化器操作呈现问题。这种大电流脉冲量称为浪涌电流。图9显现了输出为15 V、输出电容为10 μF、软发动时刻为4 ms的反相降压-升压转化器发动期间的电容浪涌电流和输出电压。

Figure 9
图9. 输出电容浪涌电流

发动时的电感电流峰值

图10显现了一个典型升压转化器电路。当晶体管开关闭合时,电流流过电感,但没有电流流过输越轨。在COUT放电阶段,放电电流(ICAP)流向输出端,但没有电流流经反向偏置二极管。当晶体管开关断开时,电流ID流过二极管。

Figure 10
图10. 升压DC-DC转化器电路

依据基尔霍夫电流规律,经过输越轨的电流(ID)有必要等于流过输出电容(ICAP)和输出负载(IOUT)的电流之和。这能够经过公式8标明。

Equation 8

此公式适用于每个充电阶段或电容两头的电压上升时。因而,它也适用于开关转化器的发动进程,当输出电容的初始情况为放电时,或当输出电压没有处于稳态值时。

发动期间的电感电流峰值可运用公式5进行界说,其间包含输出电容引起的浪涌电流影响。公式8将被运用于表1中的IL-AVE公式,用IOUT + ICAP替代IOUT。表3总结了发动进程中的电感电流峰值公式。

表3. 发动时的电感电流峰值
拓扑结构电感电流纹波
降压型Table 3 Equation 1
升压型Table 3 Equation 2
升降压型

关于三种拓扑结构中的任何一种,电感电流峰值都与IOUT成正比。就输出电流而言,输出电容有必要依照满载条件进行规划。

大多数运用要求在必定输入电压范围内作业。因而,针对输入电压,就电感电流的直流和沟通重量电压的巨细而言,降压拓扑结构与其他两种拓扑结构之间存在差异。经过图11能够更好地理解这一点。关于降压拓扑,跟着输入电压升高,沟通重量电压升高。均匀电流等于输出电流,所以直流重量电压坚持不变。因而在最大输入电压下,电感电流峰值最大。

Figure 11
图11. 电感电流与输入电压的联系

关于升压型和升降压型,跟着输入电压升高,沟通重量电压升高,但由于占空比对均匀电流的影响,直流重量电压下降,如表1所示。直流重量电压占主导地位,因而电感峰值电流在最小输入电压时处于额定最大值。就输入电压而言,关于降压拓扑,输出电容的规划有必要在最大输入电压下完结,升降压型,则应运用最小输入电压进行规划。

下降浪涌影响

输出电容滤波器

如前面部分所述,输出端电容过大会引起高浪涌电流,导致电感电流峰值在发动期间抵达限流阈值。因而,在坚持杰出的转化器发动功能的一起,有必要运用适宜的电容来完结最小输出电压纹波。

关于降压转化器,COUT和峰峰值电压纹波之间的联系由公式9界说。

Equation 9

关于升压和反相降压-升压转化器,COUT和峰峰值纹波之间的联系由公式10界说。

Equation 10

请注意,这些公式疏忽了寄生元件对电容和电感的影响。依据转化器的额定标准,这能够协助规划者约束输出端添加的电容。要害考虑是让滤波水平缓输出浪涌电流完结杰出平衡。

二级LC滤波器

在某些情况下,输出电压上会呈现开关瞬变,如图12所示。假如起伏明显,这对输出负载将是一个问题。开关尖峰主要由输越轨上的电流(关于升压型和升降压型是二极管电流)的开关转化引起。PCB铜线上的杂散电感或许会将其扩大。由于尖峰频率比转化器开关频率高得多,所以仅经过输出滤波电容无法减小峰峰值纹波,需求进行额定的滤波。

Figure 12
图12. 输出电压纹波和开关瞬变

图12中的蓝色线标明升压转化器中电感的周期性开关动作,黄线标明输出电压纹波。当电感电流开关转化时,纹波电压内可观察到高频瞬变。

analog.com/cn上有一篇很好的文章介绍了怎么经过二级LC滤波来下降高频瞬态,其标题为"为开关电源规划二级输出滤波器",作者是Kevin Tompsett。

纹波丈量

获取输出电压纹波时,正确的丈量方法也很重要。不正确的丈量设置或许导致高压纹波读数不精确,然后或许形成输出电容过度规划。很简单犯把过多电容放在输出端的过错,以期下降电压纹波,而没有意识到这样做的害处。

Aldrick Limjoco 编撰的题为"丈量开关稳压器中的输出纹波和开关瞬变"的运用笔记对此应该有所协助。概况拜见参阅文献。

软发动特性

关于升压型和反相降压-升压型,电感电流直流重量电压的添加发作的影响更大。在较低输入电压时,占空比的添加导致电感电流均值大幅添加,如表3公式中的(1-D)因子所示,图11也显现了这一现象。这意味着有必要明显下降输出电容的浪涌电流。经过添加公式7中的软发动时刻(tSS)可完结这一点。

Figure 13
图13. 电感电流与软发动时刻的联系

大多数开关稳压器(tSS)具有软发动特性,这是为了让规划人员能够调整发动期间的输出电压上升时刻。改动单个电阻的值常常是调整软发动时刻的便当方法。图13显现了升降压型变器的发动波形。软发动时刻从4 ms变到16 ms时,能够看到电感电流峰值明显下降25%。

进步开关频率

图14显现了改动开关频率(fSW)对电感电流的影响。假定占空比D和输出电流坚持不变,则电感电流的沟通重量电压或ΔIL/2受fSW改动的影响,而直流重量电压不受影响。因而,当开关频率较高时,与之成反比的电感电流峰值会较低。

Figure 14
图14. 影响电感电流峰值的要素

ADP5070:示例

输出电容能够有多大?

ADP5070是一款单芯片、双通道、升压和反相升降压型稳压器,经过打嗝形式限流计划供给过流维护。有些客户忘掉考虑在输出端放置太多电容的坏处,特别是在高占空比作业条件下或在最小输入电压下。这一般会导致反相输出端发作发动问题,由于反相降压-升压调节器规划的限流阈值低于升压调节器。

图15可用来协助运用工程师确认ADP5070输出端答应多大的电容,以防止发动问题。它运用电感峰值电流与输出电流的直接联系(包含表3公式中的浪涌),显现了不同输入和输出电压组合下的最大COUT与最大IOUT的联系曲线。运用公式9或公式10考虑最佳VOUT纹波功能,将有助于规划输出电容限值。

两张图均依据调节器的最短tSS和限流阈值核算。所选外部元件的电流处理才能比调节器高得多。换言之,假如tSS添加,这些图中的数值肯定会变大。

Figure 15
图15. 最大COUT与最大负载电流的联系

关于需求更高输出负载电流的运用,应考虑ADP5071。关于升压和反相降压-升压调节器,ADP5071规划的限流阈值均高于ADP5070。

核算结果与丈量数据

图16显现了反相调节器的电感感应电压和电流的发动波形,而图17显现了运用表3中公式核算出的电感电流数据和实测基准数据。

Figure 16
图16. 发动时的电感电流和感应电压

 

Figure 17
图17. 电感电流:核算值与丈量值

数据标明,假如tSS添加,浪涌电流会大大下降,然后下降电感峰值电流。当tSS为4 ms时,反相调节器现已抵达0.6 A的限流阈值,并有发作发动问题的趋势。弥补方法是将tSS添加到16 ms,以供给满足的电感峰值电流裕量。

定论

本文已说明,细心规划输出滤波电容关于开关转化器规划十分重要。深化了解影响发动期间电感峰值电流的要素有助于防止发动问题。升压和反相降压-升压转化器更简单呈现这些问题,特别是那些运用打嗝形式限流计划的转化器。

电感峰值电流和输出浪涌电流之间的直接联系已给出。当规划输出电容时,对照限流阈值考虑电感峰值电流将很有协助。关于相同的输出条件,经过添加软发动时刻或转化器开关频率能够下降输出浪涌电流。

运用ADI公司的ADP5070/ADP5071/ADP5073/ADP5074/ADP5075 系列单芯片开关稳压器规划DC-DC开关转化器时,本文可作为参阅资料。

参阅电路

R.B. Erickson和D. Maksimovic。电源电子根底,第二版。Springer,2001年。

Kirchhoff, Gustav. “基尔霍夫电流规律.”电子教程

Limjoco, Aldrick S. 运用笔记AN-1144“丈量开关稳压器的输出纹波和开关瞬变. ”。ADI公司,2013年1月。

Tompsett, Kevin. “规划开关电源中运用的二级输出滤波器”。ADI公司,2016年2月。

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