概述
在许多运用中，都需求用到能够为负载供给恰当功率的扩大器;别的还需坚持杰出的直流精度，而负载的巨细决议了方针电路的类型。精细运算扩大器能驱动功率要求缺乏50 mW的负载，而搭配了精细运算扩大器输入级和分立功率晶体管输出级的复合扩大器能够用来驱动功率要求为数W的负载。 可是，在中等功率规模内却没有优异的处理方案。 在这个规模内，不是运算扩大器无法驱动负载，便是电路过于杂乱而贵重。
最近在规划惠斯登电桥驱动器时，这种两难境况更为显着。鼓励电压直接影响失谐和规模，因而需求具有直流精度。这种状况下，源极电压和电桥之间的容差缺乏1 mV。 若以7 V至15 V电源供电，则电路有必要以单位增益将电桥从100 mV驱动至5 V。
使问题变得更为杂乱的是，它能运用各种不同的桥式电阻 例如，应变计的规范阻抗为120 Ω或350 Ω。若选用120 Ω电桥，则扩大器有必要供给42 mA电流，才干坚持5 V电桥驱动才能。 此外，电路驱动才能有必要高达10 nF。 这是考虑电缆和电桥耦合电容后得到的数值。
扩大器挑选
规划该电路的第一步，是挑选能够驱动负载的扩大器。 其压差(VOH) 在方针负载电流状况下，有必要坐落电路的可用裕量规模内。 针对该规划的最小电源电压为7 V，最大输出为5 V。若裕量为250 mV，则可用裕量(VDD – VOUT)等于1.75 V。方针负载电流为42 mA。
精细、双通道运算扩大器 ADA4661-2 具有轨到轨输入和输出特性。 该器材的大输出级可驱动很多电流。 源电流为40 mA时，数据手册中的压差电压标准为900 mV，因而可轻松满意1.75 V裕量要求。
压差约束了电路选用低压电源作业，而功耗则约束了电路选用高压电源作业。 可核算芯片升温，确认最大安全作业温度。 MSOP封装简化了原型制造，但LFCSP封装的热功能更佳，因而如有或许应当选用LFCSP封装。 MSOP的热阻(θJA) 等于142°C/W，LFCSP的热阻等于83.5°C/W。 最大芯片升温可经过将热阻乘以最大功耗核算得到。 当电源为15 V且输出为5 V时，裕量为10 V。最大电流为42 mA，因而功耗为420 mW。 终究的芯片升温(MSOP为60°C，LFCSP为35°C)约束最大环境温度为65°C (MSOP)以及90°C (LFCSP)。
为坚持准确的电桥鼓励电压，芯片和封装的组合热功能相同非常重要。 不幸的是，驱动大输出电流时，某些运算扩大器的功能下降显着。 输出级功耗使得芯片上的温度梯度极大，然后导致匹配晶体管和调理电路之间的不平衡。 ADA4661-2规划用于驱动大功率，一起按捺这些温度梯度。
反应环路安稳
满意负载-电容标准不容易，因为大部分运算扩大器在不运用外部补偿的状况下无法驱动10 nF的容性负载。 驱动大容性负载的一种经典技巧，是运用多个反应拓扑，如图1所示。图中阻隔电阻RISO将扩大器输出和负载电容CLOAD阻隔。 将输出信号 VOUT 经过反应电阻 RF进行回送，便能坚持直流精度。 经过电容 CF反应扩大器输出，可坚持环路安稳性。
如需使该电路有用，RISO 有必要足够大，以便总负载阻抗在扩大器的单位增益频率下表现出纯阻性。 这是很困难的，因为该电阻上会有电压下降。 经过分配最差状况下的剩下电压裕量，可确认RISO 的最大值。 6.75 V电源以及5 V输出答应1.75 V总压差。 扩大器 VOH 占用总压差的900 mV，因而电阻上的压降最高答应到达850 mV。 如此，便可将RISO 的最大值约束为20 Ω。2 nF负载电容在该扩大器的单位增益交越频率4 MHz处发生一个极点。 明显，多反应无法满意该要求。
图1. 多反应拓扑
另一种安稳重载缓冲器的办法是运用混合单位跟从器拓扑，如图2所示。这种办法经过下降反应系数，逼迫反应环路在较低频率处发生交越，而非测验移除负载-电容构成的极点。 因为存在负载极点，因而会发生过多相移;经过逼迫环路在发生过多相移之前完成交越，便可完成电路安稳性。
T反应系数是噪声增益的倒数，因而人们或许得出定论，以为这种办法抛弃了选用单位增益信号的准则。 若电路选用传统反相或同相装备，那么这种观念是正确的。但若对原理图作深化调查，便会发现两个输入均被驱动。 剖析该电路的一种简洁办法是将 –RF/RS 反相增益与 (1 + RF/RS)同相增益相叠加。 这样便可得到以+1信号增益以及 (RS + RF)/RS噪声增益作业的电路。 针对反应系数和信号增益的独立操控答应该电路安稳任何巨细的负载，但价值是电路带宽。
但是，混合单位跟从器电路具有某些缺陷。 第一个问题是，噪声增益在所有频率下都很高，因而直流差错(如失调电压，VOS) 经过噪声增益而扩大。 这使得满意直流标准的使命变得尤为困难。 第二个缺陷需对扩大器的内部作业原理有必定了解。 该扩大器具有三级架构，选用级联式米勒补偿。 输出级有自己的固定内部反应。 这使得外部反应环路有或许完成安稳，一起使输出级反应环路变得不安稳。
图2. 混合单位跟从器拓扑
经过将两个电路的作业原理相结合，便可处理这两个缺陷，如图3所示。多反应分隔低频和高频反应途径，并加入了足够多的容性负载阻隔，然后最大程度削减输出级的安稳性问题。 运用电桥电压，经过反应电阻RF驱动低频反应。 运用扩大器输出，经过反应电容 CF驱动高频反应。
在高频时，电路还表现为混合单位跟从器。 高频噪声增益由电容阻抗确认，数值等于(CS + CF)/CF。该噪声增益答应反应环路在一个足够低的频率上完成交越，而负载电容不会下降该频率处的安稳性。 因为低频噪声增益为单位增益，因而可坚持电路的直流精度。
图3. 电桥驱动器原理图
坚持直流精度要求非常留心信号走线，因为电路中存在大电流。 从42 mA的最大负载电流中，仅需7 mΩ 即可发生300 µV压降;该差错已相当于扩大器的失调电压。
处理这个问题的一种典型办法是运用 4线开尔文衔接，运用两个载流衔接(一般称为强制)驱动负载电流，别的两线为电压丈量衔接(一般称为检测)。 检测衔接有必要尽或许挨近负载，以防任何负载电流流过。
关于桥式驱动器电路而言，检测衔接应在电桥的顶部和底部直接完成。 在负载和检测线路之间不该同享任何PCB走线或线缆。 GNDSENSE 衔接应当经路由后回到电压源VIN。 例如，假定鼓励为DAC，则GNDSENSE 应当衔接DAC的REFGND。 电桥的GNDFORCE 衔接应当具有专用的走线并一路衔接回到电源，因为答应桥式电流流过接地层将发生不必要的压降。
差错预算
该电路的直流差错预算如表1所示，首要由扩大器的失调电压和失调电压漂移所决议。 它假定作业条件处于最差状况规模内。 总差错满意1 mV要求，并大幅优于该要求。
表1. 差错预算
表中的第三项表明功耗差错。 扩大器功耗会添加芯片温度，因而与环境温度下的无负载电流状况比较，失调电压发生漂移。 最差状况下的差错核算选用最高电源电压、最高输出电压以及最低阻性负载，如等式1所示。留意，扩大器上的最差状况压降经过 RISO 电阻得以部分下降。
直流丈量成果
差错电压等于输入电压VIN, 和负载电压VOUT之差。 图4显现原型电路的差错电压与负载电压的联系。 桥式驱动器电路中的最大差错源是失调电压和失调电压漂移。 因为扩大器功耗而发生的额外差错与桥式电压有关。 电源电压对功耗的影响可从不同色彩的曲线中看出来。 黑色曲线功耗最低(50 mW)，电源电压最小(7 V)。 芯片仅升温7°C，因而该曲线代表室温失调电压与该器材共模电压的联系。
图4. 差错电压与输出电压的联系
色(10 V)和蓝色(15 V)曲线别离代表175 mW最大功耗和385 mW最大功耗下的功能。 跟着输出电压的上升，额外的功耗使芯片升温25°C至55°C，导致失调电压发生漂移。 该额外热差错曲线形状为抛物线形，因为当VOUT 为VDD一半时，具有最大功耗。
电源在很大程度上依靠失调电压，这表明应当考虑该电路的电源按捺。 图5显现扫描电源电压并固定输出电压时的差错电压。 黑色曲线表明轻载状况，此刻扩大器电源按捺(PSR)起首要效果。 就该器材而言，10 µV改动表明118 dB PSR。 赤色和蓝色曲线显现输出耗费额外功耗(因为负载为350 Ω和120 Ω典型桥式电阻)的成果。赤色和蓝色曲线的有用PSR别离为110 dB和103 dB。
图5. 差错电压与电源电压的联系
该电路功能明显取决于失调漂移与温度的联系。目前为止，在所有与温度有关的差错核算中均选用了TCVOS 标准。 需求为该假定找到合理的解说，因为芯片温度因为扩大器功耗与环境温度的改动有所不同而上升。 前者在芯片外表构成较大的温度梯度，影响扩大器的奇妙平衡。 这些梯度会使失调电压漂移比较数据手册标准而言要差得多。 ADA4661-2经特别规划，其功耗极大且不影响失调漂移功能。
图6显现失调漂移丈量值与温度的联系。额外功能重现于黑色曲线，并具有低电源电压与高阻性负载(–1.2 µV/°C)。 赤色曲线显现120 Ω桥式负载成果。 值得留意的是，曲线的形状未发生改动;它只是因为芯片升温(6.4°C)而向左平移。 蓝色曲线显现电源电压上升至15 V时的成果——此刻可丈量电路的最大功耗。 相同地，曲线形状不发生改动，但因为芯片升温55°C而向左平移。 内部功耗已知(385 mW)，因而可核算体系的实践热阻 (θJA) ，即143°C/W。 重要的是需考虑作业的环境温度规模。 最大芯片温度不该超越125°C;这意味着关于最差状况负载而言，最大环境温度为70°C。
图6. 差错电压与环境温度的联系
瞬态丈量成果
电路的阶跃呼应是评价环路安稳性的简洁办法。 图7显现高电阻电桥在容性负载规模内的阶跃呼应丈量值;图8显现低电阻电桥在相同条件下的丈量值。 因为反应网络的极点-零点二联效应 ，该电路的阶跃呼应具有过冲特性。 该二联呼应存在于基波中，因为电路反应系数从低频时的单位增益下降至高频时的0.13。 因为零点相较极点而言处于更高的频率，阶跃呼应将一直过冲，哪怕相位裕量远大于恰当值。 此外，二联效应在电路中具有最大的时刻常数，因而趋向于对树立时刻发生首要影响。 当选用高阻性负载以及1 nF容性负载时，电路具有最差状况下的安稳性以及输出级振铃。
图7. 无负载阶跃呼应
图8. 有负载阶跃呼应
定论
本文所示之负载驱动器电路可为低至120 Ω的阻性负载施加5 V电压，而总差错不超越1 mV，并且能安稳驱动高达10 nF总%&&&&&%。 电路契合其额外功能，并能以7 V至15 V的宽规模电源供电，功耗挨近400 mW。 经过以±7 V电源为扩大器供电，该根本电路便可扩展驱动正负载和负负载。 悉数功能经过一个3 mm × 3 mm小型扩大器以及四个无源元件即可完成。
