射频
LNA规划要求：低噪声放大器（LNA）作为射频信号传输链路的榜首级，它的噪声系数特性决议了整个射频电路前端的噪声功能，因而作为高功能射频接纳电路的榜首级LNA的规划有必要满意：（1）较高的线性度以按捺搅扰和避免灵敏度下降;（2）足够高的增益，使其可以按捺后续级模块的噪声;（3）与输入输出阻抗的匹配，一般为50Ω;（4）尽可能低的功耗，这是无线通信设备的发展趋势所要求的。
InducTIve-degenerate cascode结构是射频LNA规划中运用比较多的结构之一，因为这种结构可以添加LNA的增益，下降噪声系数，一起添加输入级和输出级之间的隔离度，进步安稳性。InducTIve-degenerate cascode结构在输入级MOS管的栅极和源极别离引进两个电感Lg和Ls，经过挑选恰当的电感值，使得输入回路在电路的作业频率邻近发生谐振，然后抵消掉输入阻抗的虚部。由剖析可知使用InducTIve-degenerate cascode结构输入阻抗得到一个50Ω的实部，可是这个实部并不是真实的电阻，因而不会发生噪声，所以很合适作为射频LNA的输入极。
高安稳度的LNA
cascode结构在射频LNA规划中得到广泛使用，可是当作业频率较高时因为不能疏忽MOS管的寄生电容Cgd，因而使得整个电路的安稳特性变差。关于单个晶体管可经过在其输入端串联一个小的电阻或在输出端并联一个大的电阻来提高安稳度，可是因为新添加的电阻将使噪声值变坏，因而这一技能不能用于低噪声放大器。
文献对cascode结构提出了改善，在图1的基础上经过在M2管的栅极接上一个小值的电感Lg2就可以实现在增益不变的情况下，进步电路的安稳性，一起在M2管的漏极上接一个小值的电阻以调理电压增益如图2（a）所示。（b）所示的是小信号等效电路，其间Z1代表省掉部分的等效阻抗，可以看到因为M2管的寄生电容Cgd2的值比较小，所以关于输出端阻抗而言，Lg2简直可以疏忽。因为放大器的增益等于输出阻抗和输入阻抗值之比，所以添加 Lg2后并没有影响LNA的增益。
其间ZLoad=jwLout//（jwCout）-1//Rout，Zs是源端电感LS的阻抗。
放大器的安稳系数为［3］
其间Δ= S11S22-S12S21 （6）
安稳系数K能快速给出安稳性判别根据，当K》1，|Δ|《1时，LNA将会无条件安稳。那么由公式（5）和（6）可知，若反向增益S12减小，那么K值将会增大，LNA将会添加安稳性。从图2（b）可以看到，由电感Lg2和MOS管的电容Cgd2组成一个低电阻通路使得从输出端反应回来的信号流向接地端，然后下降了反向增益S12，进步了LNA的安稳度。
偏置电流复用结构
现代无线通信设备要求具有更小尺度，更轻分量，更长的待机时间。这就要求下降射频前端的电源电压，因而低电压、低功耗技能成为迫切需求。由公式（3）可知当输入端处于谐振时Ls=RsCgs/gml，其间Cgs是图1中M1管栅极和源极之间的电容，gml是M1管的跨导。图所示的cascode结构可以获得较小的噪声系数，可是往往需求比较大的漏极电流Id，增大了直流功耗。文献 ［4］中提出了偏置电流复用技能，其基本思想是：为了节约直流功耗，可以将PMOS管和NMOS管串联在直流偏置通路里，对其结构的阐明如图3所示。
图3（a）所示的单个NMOS器材的宽长比和漏极电流Id都是（b）所示的单个NMOS的两倍，但因为两个NMOS并联，因而（a）和 （b）具有相同的跨导值gm。（c）中的M2是PMOS管，且和（b）中的NMOS管具有相同的宽长比，因为PMOS器材的电子迁移率比NMOS稍低 ［2］，所以gmc=（gml+gm2）m，即其跨导值略低，而它的输入%&&&&&%和Cgs近似。由（7）式可知（c）电路结构的噪声系数将略增一点，可是因为电流减小了一半，因而在电源电压必定的情况下可以有用下降电路的功耗，有利于低功耗LNA规划。
