电源功率关于便携式设备以及模仿IC的噪声抗扰度来说都非常重要。本文首要介绍电压参阅电路，其不只支撑极低的作业静态电流(低于250nA)，并且还契合规范CMOS工艺。这种电路针对各种运用进行了优化规划，合适便携式电子设备、轿车、医疗设备，以及高电源按捺比 (PSRR) 和开关噪声抗扰度都非常重要的片上体系 (SoC) 施行。
上述电压参阅在低频率下支撑90dB。输出电压改变的规范偏差是 0.5%，在–40℃至125℃温度范围内的温度系数为15ppm/℃。这些特性可在1.6V至5.5V的电源电压范围内完成。可施行各种用于为电压参阅完成输入噪声抗扰度的办法。
介绍
简直每款模仿电路都需求高精度高安稳参阅电压或电流源。不过，在挑选片上体系(SoC) 技能时，参阅电压模块不该成为约束要素。也就是说这类体系所选用的技能工艺关于参阅电压源来说并不一定总是最理想的。因而，其规划应该更稳健，才干习惯各种技能工艺的改变。
电池一般可作为SoC的电源。这就更需求进步作业在大电源电压范围内的电压参阅源的线性稳压功能。要延伸电池运用寿命，就需求低静态电源电流。一起，还需求在广泛频率下完成高电源按捺比(PSRR)，以按捺来自高速数字电路、降压转换器或片上其它开关电路的噪声。本文首要介绍具有高PSRR的超低静态电流带隙电压参阅。
根本带隙电压参阅结构
改进 PSRR的主题思想是在低压降稳压器(LDO)后边安置一个带隙电压源。现有线性稳压器拓扑在静态电流、DC负载稳压、瞬态呼应、去耦电容以及硅芯片面积要求方面存在很大差异。由于咱们的方针是在没有外部电容器的情况下，在同一芯片上供给全面集成型LDO，因而典型LDO结构并不合适。
这些结构与超低静态电源电流相对立。为了缓解这一对立，您可为LDO 运用与参阅源相同的带隙。不宜选用规范LDO结构的原因在于它需求输出电容器来完成安稳作业。最佳选项是带一个增益级的结构，其无需输出电容器便可完成安稳。
低压降稳压器
图1是该规划[1]中所运用LDO的内核及其简化原理图。图1[2]中的M0和M4代表翻转电压跟从器(FVF)，其可施行无逆向功能及相关极点的单级稳压。静态电流由晶体管M1和M3确认。晶体管M2 可作为共栅扩大器。
LDO的开环增益由榜首个级联级(即晶体管M2和M3)决议。可作为负载的 M4 PMOS跟从器存在低阻抗源，因而 FET M0的输出增益挨近1。在图2中的小型信号等效电路的协助下，对所引荐的 LDO结构进行安稳性剖析，成果显现只要一个极点(公式1)：
可作为补偿电容器的M0栅源电容器可创立 LDO的主极点。因而无需去耦片外电容器，便可使LDO[3]安稳。
图1.具有翻转电压跟从器、无输出电容器的LDO
图2.LDO的小型信号等效电路
这种LDO的另一项优势是简略的自启动程序，其无需专用电路。开始，在电压VDD 为 0 时，VOUT也为 0，跟从器M4 在无反应的情况下封闭，M1的偏置电流大于M3的偏置电流。因而，栅极电压M0 不只可下降，并且还可驱动输出电压VOUT至所选的输出电压值。
这种架构的缺陷是线路稳压及 PSRR差。原因在于低开环增益，由于它仅由一个增益级决议。合理的解决方案可能是榜首级的级联电流源，其可进步增益，然后可进步线路稳压功能和PSRR。
图1中的LDO输出电压为(公式2)：
其间，VSET为参阅电压，VGS,M4是M4的栅源电压。
因而，输出电压对温度和工艺改变极为灵敏。要防止这种问题，就有必要创立一个更为理想的跟从器，其间 M4 是反应环路的一部分(图3)。
图3.M4坐落扩大器反应环路中、无输出电容器的LDO。
这种情况下的输出电压为公式3：
其间，A0是扩大器的开环增益反应。关于高反应扩大器增益而言，可运用公式4：
图4.具有电阻式分压器、M4坐落扩大器反应环路、无输出%&&&&&%器的LDO
在反应环路(图4)中增加电阻式分压器后，输出电压转变为：
VOUT=VSET(1+R1/R2)
FVF反应扩大器不影响全体 LDO安稳性，由于它坐落主LDO反应环路的外部。关于本地反应环路而言，只要求规划方案安稳。
带隙内核阐明
所选用的带隙内核(图5)选用在规范CMOS 技能中广泛运用的经典结构。
图5.所引荐带隙电压参阅内核的简化方框图
经过增加双极性晶体管的负温度系数基射极间电压，可取得带隙电压的低温系数，然后可经过在不同电流密度下偏置的两个基射极间电压之差取得正温度系数电压。为电阻器R2和R3挑选持平的值，参阅电压就可表明为公式5：
其间VEB是Q1的基射极间电压，VT是热电压，IQ1和IQ2是经过晶体管Q1和Q2的电流，而 IS,Q1和IS,Q2则别离是Q1和Q2的饱和电流。
差错源
要为任何带隙电压参阅完成杰出的精确度，有必要界说整体精度差错的首要构成要素[4]。以下是所引荐架构的最大差错源：
扩大器失调电压
电阻器R1与R2之间的不匹配
双极性晶体管的饱和电流不匹配
电阻器R1、R2和R3的改变
扩大器失调电压
扩大器失调电压关于参阅电压精确度来说很要害，由于它经过与发射-基极电压差相同的方法扩大。虽然咱们能够经过增大双极性晶体管的面积比来削减对扩大器失调电压的影响，但由于电压差具有对数标准，因而咱们会遭到这个份额的合理值约束。在本例中，咱们挑选的份额为24。
对扩大器失调电压影响最大的是输入级晶体管阀值电压改变。它可经过增大扩大器输入对的尺度来改进(公式6)。
电阻器R1与R2之间的不匹配
电阻器R1与R2之比可界说公式5中正温度系数项的增益。为了让该增益系数精确，咱们运用较大面积单位电阻器。运用特别的电阻器布局，可完成0.1%的差错份额精度。
双极性晶体管的电阻器与饱和电流的改变
这两种改变会导致双极性晶体管的基极-发射极电压Veb产生偏移。基极-发射极电压可按公式7确认：
其间，I是发射极电流，IS是双极性晶体管的饱和电流。引起IS改变的首要原因是Q1和Q2晶体管面积的不匹配以及杂质浓度的改变。
电阻器R1的改变可影响经过晶体管Q2 的电流I的绝对值，它是负温度系数项VEB的一部分。
电阻器R2和R3别离可确认经过Q1和Q2 的电流值。R2和R3的改变可导致参阅电压(公式5)的正温度系数不精确。不过，可经过对电阻器R2与R3进行杰出匹配来下降该改变所引起的差错。
