3 开关变压器的规划
选用面积乘积（AP）法进行规划。关于推挽逆变作业开关电源，原边供电电压UI=24V，副边为全桥整流电路，希望输出电压UO=220V，输出电流IO=3A，开关频率fs=25kHz，初定变压器功率η=0.9，作业磁通密度Bw=0.3T.
（1）核算总视在功率PT.设反向快速康复二极管FRD的压降：VDF=0.6*2=1.2V
4 推挽逆变的问题剖析
4.1能量回馈
主电路导通期间，原边电流随时刻而添加，导通时刻由驱动电路决议。
图3 S1导通、S2关断时的等效电路
图3（a）为S1导通、S2关断时的等效电路，图中箭头为电流流向，从电源UI正极流出，经过S1 流入电源UI负极，即地，此刻FWD1不导通；当S1关断时，S2未导通之前，因为原边能量的贮存和漏电感的原因，S1的端电压将升高，并经过变压器耦合使得S2的端电压下降，此刻与S2并联的能量康复二极管 FWD2还未导通，电路中并没有电流流过，直到在变压器原边绕组上发生上正下负的感生电压。如图3（b）；FWD2导通，把反激能量反应到电源中去，如图 3（c），箭头指向为能量回馈的方向。
4.2 各点波形剖析
当某一PWN信号的下降沿来暂时，其操控的开关元件关断，因为原边能量的贮存和漏电感的原因，漏极发生冲击电压，大于2UI，因为加入了RC缓冲电路，使其终究稳定在2UI邻近。如图4所示。
图4 RC缓冲电路波形图
当S1的PWN 信号下降沿降临，S1关断，漏极发生较高的冲击电压，并使得与S2并联的反应能量二极管FWD2导通，构成能量回馈回路，此刻S2漏极发生较高的冲击电流，见图5.
图5 S2漏极发生较高的冲击电流
5 试验与剖析
试验成果外表，输出电压稳定在220V，纹波电压较小。最大输出功率能到达近600W，体系功率根本稳定在80%，到达预期作用。其间，因为IGBT功率损耗较大导致体系功率偏低，考虑假如选用损耗较小的MOSFET，体系功率会至少上升10%~15%.
注意事项：
（1） 变压器初级绕组在正、反两个方向鼓励时，因为相应的伏秒积不相等，会使磁芯的作业磁化曲线违背原点，这一偏磁现象与开关管的挑选有关，原因是开关管反向康复时刻的不同》 可导致伏秒积的不同。
（2）试验中，跟着输入电压的微幅增高，体系损耗随之增大，首要原因是变压器磁芯发生较大的涡流损耗，体系功率有所下降。减小涡流损耗的办法首要有：减小感应电势，如选用铁粉芯资料；添加铁心的电阻率，如选用铁氧体资料；加长涡流所经的途径，如选用硅钢片或非晶带。
6 定论
推挽电路特别适用于低压大电流输入的中小功率场合，并使用AP法规划了一种高频推挽DC-DC变换器。试验成果表明本文的高频推挽变压器的规划方案到达了预期的作用，使输出电压稳定在220V并具有必定的输出硬度，功率到达80%，为现代轿车电源的开展供给了必定的开展空间。
