当今干流的下变频接纳办法主要是中频接纳技能，详细为：将射频信号首要转化为中频信号，然后再转化为基带信号进行处理。对射频信号直接进行采样在技能上还很难完成，而且本钱上也不合算。在当时改换的研讨中，大部分运用都是先将射频信号改换到中频，再对模仿信号进行数字化，然后选用数字下变频技能和多速率信号处理技能对信号进行后续处理。
1、正交架构理论剖析
正交ADC架构框图如图1所示。
首要，射频输入信号为实数，表明如下：
假如对两路输出都进行数字化，则输入带宽能够翻一倍，这一点能够从时域或频域进行解说：在时域中，假如采样频率为fs，则当到达最高输入频率时，有必要能在一个周期内取得两个采样样本，以满意奈奎斯特采样速率，那么，最高输入频率则为fs／2，假如还有一个Q信道，则将收集到多于两个样本，所以最高输入频率能够扩展到fs。从频域来说，假如输入为实数，则输出具有正频率重量和负频率重量，则非含糊的最高频率为fs／2；关于复数来说，由于没有负频率重量，所以最高输入频率能够扩展到fs。可是当变频器掩盖一个较宽的带宽时，I信道与Q信道或许呈现不平衡性，两个信道的输出或许具有不同的起伏，其相对相位也或许正好相差90°，这种不平衡性或许会导致信道发生一个镜像信号，其理论剖析如下：其间s（t）为实信号：
由图2知，当相位不平衡度小于2°时，若起伏平衡度小于0．15 dB，镜像起伏将比希望信号小35 dB；假如起伏不平衡度为1．5 dB，相位不平衡低于20°时，镜像将比希望信号起伏小15 dB。
本规划中选用SRQ一2116正交混频解调器，选用Agilent VNA E5071C网络剖析仪测验相位不平衡度。图3给出用SRQ一2116评价板测验的成果。由图3可见，在1 943～1964 MHz规模内相位不平衡度远小于2°。
RF为一25
在这种情况下对镜像的按捺可达35 dB。
2、本振走漏的按捺
LO走漏调零的HyperLynx原理电路见图5。R28和R31阻值为8 kΩ，为使基带信号的正交耦合最小，能够增大旁路电容C24和C30。衔接S6的1，2将电压源连到IBIAS，将IBIAS电压从零开始往上调整，一起调查LO走漏是增大仍是削减。假如削减，阐明IBIAS偏置的极性是对的；假如增大，则负向调整IBIAS偏置，或将S6衔接改为2，3。用相同的办法调整QBIAS，优化IBIAS，QBIAS，使LO的走漏趋近于零。
经过在I／Q端口引进直流偏置的办法能够对RF端口的LO走漏进行调零，使其走漏电平低于–80 dBm。但会引起I／Q端IF接口的阻抗不匹配而使功能变差，因而有必要使I／Q端口和ADC驱动电路相匹配。假如不匹配，LO的二次谐波会走漏到解调器的I／Q输出端口，这种走漏将抵消LO调零的作用，而且LO信号在I／Q中频IF端口反射发生的剩余直流成分会影响调零状况。
中频滤波器的仿真见图6。经过中频低通滤波器能够去掉信号中不必要的高频成分，下降采样频率，防止频率混杂，去掉高频搅扰。本规划选用了ADS仿真软件进行了滤波器的规划及仿真。为了更好地调查更高频率的成果，特别增加了仿真的频率规模。经过仿真成果能够看到，在射频规模内滤波器能够比较好地满意实践的要求。
RLC滤波电路见图7。挑选50Ω的阻值并依据转角频率1／（2RC）挑选适宜的电容C，这样能够充沛滤除fLO和2fLO杂波，而且不会影响基带最高频率处的频响特性平整度；关于I+／I一和Q+／Q一端的共模fLO和2fLO信号，RC网络相当于一个25Ω的端接电阻。RC网络为fLO和2fLO走漏供给了吸收途径；电感则供给了高阻途径来按捺反向辐射。经过丈量可知，对fLO和2fLO走漏的按捺别离可达8 dB和14．5 dB。
3、 结 语
对宽带正交架构在模仿域内的规划及完成的一些关键技能以及在实践规划中会遇到的一些技能难点进行了研讨证明，而且创造性地提出了相应的解决办法。经过仿真和运用网络剖析仪进行实践测验能够得出，本文的规划办法完全符合体系的要求，并具有必定的学习含义。
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